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Réception des Hautes-Fréquences (Volume 1)sylvain.larribe.free.fr/livres/PDF/Reception_Hautes-Frequences... · Certaines imprécisions de l’édition originale ont pu être corrigées

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JOSEPH J. CARR

DÉMY STI F ICATI ON O O O

DES RÉCEPTEURS HF O a O O O a O O a O O O O a a O a O O a O O O O a

O a O

PAR LA PRATIQUE

VOLUME 1

Traduit en français et révisé par Jean-Pierre Charlier

O O a O

(et Bruno Savornin (F1 ERZ) pour le chapitre 9) O O

À propos de l’auteur

Le grade de senior electronics engineer, ou ingénieur électronicien émérite, de J.J. Carr lui a été octroyé en raison de son expérience de technicien en électronique acquise au cours de plus de seize ans de pratique en laboratoire de test. Joseph J. Carr est l’auteur de Mastering Radio Frequency Circuits Through Projects & Experiments, Mastering Oscillator Circuits Through Projects & Experiments, et de Practical Antenna Handbook. Il a également écrit plus de 600 articles pour des revues techniques et apporte mensuellement sa contribution à des magazines tels que Popular Communications, Popular Electronics, ainsi qu’à d’autres publications. Il possède le grade de Certified Electronics Technician (CET) en électronique de communication et électronique grand public.

Préface de la seconde édition (anglaise)

ans cette seconde édition, j’ai tenu compte d’un maximum de remarques et D de suggestions, qu’elles m7 aient été adressées personnellement ou transmises par la maison d’édition. Par exemple, la couverture du chapitre consacré aux récepteurs à conversion directe (des montages qui ont toujours beaucoup de succès) a été largement étendue. De plus, des chapitres consacrés aux Très Busses Fréquences (TBF) ont été ajoutés, au grand bonheur de tous les amateurs de ce genre de réception. J’ai également ajouté un chapitre réservé à la conception et à la construction de filtres H.F. à réseaux bobinekondensateur (LC) en structures passe-bas, passe-haut’ passe-bande et suppresseur de bande. Ces filtres permettent bien évidemment d’améliorer le fonctionnement des montages, mais également d’éliminer les effets des interférences électromagnétiques. Cet ouvrage aborde maintenant le domaine des mélangeurs à double équilibrage. Ces composants sont devenus accessibles (en disponibilité et en prix), que ce soit sous forme de circuits intégrés ou de circuits à diodes, et facilitent la conception de circuits de mélangeurs.

près plus de vingt années passées à rédiger des articles pour des revues A d’électronique et de radioamateurs telles que Populur Electronics, Radio Electronics, Popular Communications, Nuts h’ Volts et Hum Radio, il m’est apparu évident que beaucoup de personnes intéressées par l’électronique, amateurs ou même professionnels, trouvent les circuits HF difficiles à réaliser, voire mystérieux. En effet, les circuits ne semblent plus obéir aux formules ; les mesures de laboratoire ne correspondent pas aux prévisions sur papier. En d’autres termes, la pratique semble se démarquer de plus en plus de la théorie au fur et à mesure que la fréquence croît. La cause de cette fausse anomalie est pourtant facile à découvrir : les circuits H.F. utilisent des fréquences beaucoup plus élevées que les autres circuits, si bien que les capacités parasites (généralement ignorées) et les inductances parasites doivent entrer en ligne de compte lors du calcul des circuits. Lorsqu’elles sont négligées, les montages fonctionnent mal, ou pas du tout ! De plus, les résistances en HF n’ont pas les mémes valeurs qu’en continu ; un simple bout de fil considéré comme un court-circuit présente une certaine résistance en HF, à cause de l’effet pelliculaire ou skin efSect.. Vient ensuite le problème des mesures. Les équipements de mesure en continu et en basses fréquences s’achètent un peu partout à des prix raisonnables ou se laissent construire assez facilement, mais les équipements destinés à la HF sont complexes et coûteux. Ce livre présente quelques solutions de rechange pour l’achat de matériel de mesure HF à faible prix ; il vous offre également la possibilité de construire vous-même l’essentiel de votre équipement, en vous expliquant la meilleure façon de l’utiliser. La lecture des pages qui suivent vous permettra d’élucider la plupart des mystères qui semblent entourer le fonctionnement des circuits de hautes fréquences.

Notes liminaires du premier volume de l’édition française

L’édition française de cet ouvrage compte deux volumes.

L’existence en français du seul mot résistance pour désigner à la fois le composant et la grandeur électrique ne facilite pas la clarté des énoncés. C’est pourquoi, pour désigner le composant, nous préconisons l’emploi du néologisme << résisteur », calqué sur condensateur ou transformateur.

Certaines imprécisions de l’édition originale ont pu être corrigées grâce à la précieuse collaboration de l’auteur. La traduction française a été enrichie par de nombreuses notes signalées au lecteur par la mention N.d.T. (= note du traducteur).

Sommaire

1 Introduction à l'électronique des Hautes Fréquences 1.1 Le spectre électromagnétique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.2 Unités et constantes physiques 1.3 Longueur d'onde et Féquence . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.4 Déhition des bandes de Féquences en micro-ondes . . . . . . . . . . . . . . . 6 1.5 Effet pelliculaire . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 1.6 Adaptation d'impédance dans les circuits HF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9 1.7 Composants HF, disposition et construction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

Platines de montage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11 Châssis et boîtiers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

Boîtiers blindés pour la HF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14 17

Montage de connecteurs coaxiaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19 Attention ! . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

1 3 5

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

1.8 Ligne de transmission en câble coaxial ou << coax >> . . . . . . . . . . . . . . .

2 Composants HF et circuits accordés 2.1 Circuits oscillants . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 2.2 Vecteurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 2.3 Bobines et coefficient d'auto-induction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26

Coefficient d'auto-induction d'un conducteur rectiligne . . . . . . . . . . . 27 Coefficient d'auto-induction d'un conducteur bobiné . . . . . . . . . . . . . 29 Coefficient d'auto-induction d'un solénoïde avec noyau . . . . . . . . . . . . 30 Association de bobines en série et en parallèle . . . . . . . . . . . . . . . . 30

Bobines dans les circuits de courant alternatif . . . . . . . . . . . . . . . . 33 Du solénoïde à la bobine << spirale >> . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35 Retour au solénoïde à air . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

40

Tension de claquage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 Symboles de condensateurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 Condensateursfixes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44 Condensateurs dans les circuits de courants alternatifs . . . . . . . . . . . 47

Tensions et courants alternatifs dans les condensateurs . . . . . . . . . . . . . . 48 2.5 Circuits résonnants LC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

Circuit résonnant série . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 Circuit résonnant parallèle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53 Sélection de l'un ou l'autre type de circuit LC . . . . . . . . . . . . . . . . 54

Symboles de bobines . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

Bobines ajustables . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

Unités de capacité . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41 2.4 Condensateurs et capacité . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

2.6 Circuits résonnants dans les récepteurs superhétérodynes . . . . . . . . . . . Le problème du tracking . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Le problème du tuner . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

Exemple . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

Le problème du VFO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

La solution du condensateur ajustable en série ou padder . . . . . . . . . . . . . 62 La solution du condensateur variable à cages différentes

54 57

Solution . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 58

Lasolutionducondensateurajustableenparallèleoutrimmer . . . . . . . . . . 61

. . . . . . . . . . . . . 63 63

Construction des transformateurs HF/FI . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64 Bande passante des transformateurs HF/FI . . . . . . . . . . . . . . . . . 65 Dépannage des transformateurs HF/FI . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

71

2.7 Transformateurs HF et FI accordés . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

Addendum : Analogie pneumatique du comportement d'un condensateur . . .

3 Condensateurs variables dans les circuits de hautes fréquences 3.1 Description des condensateurs variables usuels . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73 3.2 Condensateurs à variation linéaire de capacité

et condensateurs à variation linéaire de fréquence . . . . . . . . . . . . . . . 77 3.3 Condensateurs variables spéciaux . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

Condensateurs doubles à rotor commun . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78 Condensateurs différentiels . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79 Condensateurs variables pour étages de puissance . . . . . . . . . . . . . . 79

3.4 Condensateurs variables intégrés ou varicaps . . . . . . . . . . . . . . . . . 81 Principe de la varicap . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82 Schéma équivalent d'une varicap . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Tension de commande des varicaps . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

3.5 Applications des varicaps . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85

83 84

86 3.6 Procédures et précaution lors de l'entretien de vieux équipements . . . . . . .

4 Fabriquer soi-même ses bobinages 4.1 Programme de supports pour bobines de Amidon Associates . . . . . . . . . . 4.2 Fabriquer soi-même des bobines et des transformateurs HF toriques . . . . .

88 92

Matériaux utilisés dans la fabrication des tores . . . . . . . . . . . . . . . 92 Tores en poudre de fer . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93 Tores en ferrite . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94

Désignation des noyaux toriques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94 Calculducoefficientd'auto-inductiond'unebobinetorique . . . . . . . . . 94 Calcul du nombre de tours . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96 Bobinage des noyaux toriques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97 Construction des bobines toriques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98

Maintien des fils . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98 Fixation des bobines toriques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99 Transformateurs HF toriques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102

Calcul de transformateurs HF courants . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105 Exemple1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105 Exemple2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106

4.3 Bâtons de ferrite et de poudre de fer . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 108 Exemple . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109 Solution . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 110

Fabrication d'antennes-ferrite . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 110 Radiogoniométrie ou RDF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 111 Antennes-cadres . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 112 Noyaux binoculaires ou bazookas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113

Bobinage des noyaux binoculaires . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 116 Tores et noyaux binoculaires de puissance de fabrication-maison . . . . . . . . 118 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 119

5 Récepteurs de radio : théorie et applications 5.1 Circuit de syntonisation ou tuner . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 123 5.2 Récepteurs syntonisés en HF ou TRF receivers . . . . . . . . . . . . . . . . . 127 5.3 Récepteurs superhétérodynes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 128 5.4 Utilisation du circuit intégré NE602 de Signetics . . . . . . . . . . . . . . . . 130

Conversion ou changement de Féquence . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 131 Alimentation en continu du NE602 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132 Circuits d'entrée pour le NE602 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 134 Circuits de sortie pour le NE602 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 138 Circuits d'oscillateur local pour le NE602 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 141 Circuits d'oscillateur local commandé en tension . . . . . . . . . . . . . . . 144

5.5 Schémas de récepteurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145 Circuits de têtes HF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 146

Exemple . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 Solution., . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148

Circuits de fréquence intermédiaire . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 149 Circuits de détection et d'amplification basse Féquence . . . . . . . . . . . 150

5.6 Conversion directe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 153 5.7AmplificateurpourfiltremécaniquedeFéquenceintermédiaire . . . . . . . . 154 5.8 Construction d'un récepteur en ondes courtes . . . . . . . . . . . . . . . . . . 158

6 Récepteurs à conversion directe 6.1 Introduction . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 163 6.2 Principe de fonctionnement . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 163

. . . . . 167 Ronflement . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 167 Effet microphonique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 170 Dynamique du signal d'entrée . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 170 Intrusion de signaux AM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 172 Faible niveau de sortie audio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 174

6.4 Circuits de mélangeurs pour récepteurs DCR . . . . . . . . . . . . . . . . . . 176 Commentaires sur la conception de circuits de DCR . . . . . . . . . . . . . 178

6.3 Problèmes associés à la conception de récepteurs à conversion directe

6.5 Quelques exemples de circuits . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 179 Circuits audio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 188 Circuits d'oscillateur local pour DCRs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 189

6.6 Châssis de test universel pour éléments de DCR . . . . . . . . . . . . . . . . 190 Pot-pourri des références utilisées au cours de ce chapitre . . . . . . . . . . . . 193

7 Circuits d'amplificateurs HF' et de présélection 7.1 Circuits de présélecteurs à transistor JFET . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 197 7.2 Circuits de présélecteurs à transistor MOSFET

7.4 Préamplificateur HF à large bande pour la TBF, la BF et l'AM . . . . . . . . . 205

. . . . . . . . . . . . . . . . 201 7.3 Bruit dans les présélecteurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 204

Préamplificateur HF push-pull . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 206 Description du circuit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 208 Variations sur le thème . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 212

7.5 Préamplificateur HF à réaction. à large bande et impédances d'entrée et de sortie de 50 s2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 214

7.6 Préamplificateur HF/FI à large bande ou accordé à MC1350P . . . . . . . . . 215 7.7 Préamplificateur TBF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 218 7.8 Conclusion . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 220

8 Méthodes d'alignement des circuits HF' 8.1 Récepteurs AM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 221

Raccordement d'un générateur de signal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 221 Mesure d'un niveau de sortie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 225 Procédure d'alignement de circuits AM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 227

8.2 Récepteurs FM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 229 Réglage de la partie stéréo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 236

8.3 Outillage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 238 8.4 Récepteurs d'ondes courtes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 240

9 Interprétation des caractéristiques d'un récepteur radio 9.1 Récepteur radio hypothétique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 241

Changement de fréquence ou hétérodynage . . . . . . . . . . . . . . . . . 241 Étages d'entrée ou têtes HF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 244 Amplificateur à fréquence intermédiaire (FI) . . . . . . . . . . . . . . . . 244 Détecteurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 244 Amplificateurs basses fréquences . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 244

9.2 Unités de mesure . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 245 Amplitude du signal d'entrée . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 245

dBm . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 246 dBmV . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 246 dBC1V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 246

9.3 Bruit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 246 Exemple . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 249

Rapport signaIlbruit ( S B ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 249

Facteur de bruit. indice de bruit. et température de bruit . . . . . . . . . . 251 Facteur de bruit (Fb) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 252 Indice de bruit (NF = noise figure) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 252 Température de bruit (Te) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 252

Bruit dans les amplificateurs à plusieurs étages . . . . . . . . . . . . . . . 253 Seuil de bruit du récepteur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 254

9.4 Caractéristiques statiques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 254 Sensibilité . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 254 Sélectivité . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 258

Bande passante des étages d'entrée . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 260 Réjection de la fréquence image . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 261 Réjection de la première fréquence FI . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 263 Bande passante des étages FI 263 Facteur de forme de la FI . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 264 Réjection de la fréquence éloignée ou << ultime >> . . . . . . . . . . . . . . . . . . 264

Stabilité . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 264 Plage et seuil de la commande automatique de gain . . . . . . . . . . . . . 265

Produits d'intermodulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 267

Point d'intersection du troisième ordre . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 269

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

9.5 Caractéristiques dynamiques . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 266

Point de compression à -1 dB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 269

9.6 Dynamique . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 272 Blocage ou désensibilisation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 273 Transmodulation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 275 Mélange réciproque . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 275

9.7 Autres caractéristiques importantes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 277 Réjection coupe bande des signaux parasites à la FI . . . . . . . . . . . . . 277 Parasites internes . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 278

9.8 Comment améliorer un récepteur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 278 9.9 Références . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 279

10 Construction de générateurs de signaux et de circuits auxiliaires 10.1 Types d'oscillateurs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 281 10.2 Oscillateur à cristal pour Féquences comprises entre 1 et 20 MHz . . . . . . . 283 10.3 Amplificateur-tampon pour la BF, la HF et la VHF . . . . . . . . . . . . . . . 286 10.4 Oscillateur à 455 kHz pour l'alignement des circuits de FI en AM . . . . . . . 287 10.5 Générateur de signaux pour l'AM et les ondes courtes . . . . . . . . . . . . . 289

Carnet d'adresses

Index

1 Introduction 6 l'électronique des Hautes Fréquences

L'électronique des Hautes Fréquences (HF) ou des Radio Fréquences (RF) differe de l'électronique traditionnelle parce que les fréquences qui entrent en jeu sont beaucoup plus élevées, ce qui rend le fonctionnement de certains circuits plus difficile à comprendre. Les capacités et les auto-inductions parasites, généralement négligées, influencent le comportement des montages. Les capacités parasites sont des capacités qui existent entre conducteurs du circuit, entre conducteurs et composants ou la masse et entre composants. Les auto-inductions parasites sont constituées des coefficients d'auto-induction (calculables) des fils qui relient les composants et des inductions parasites internes des composants, comme par exemple le coefficient d'auto-induction parasite d'un condensateur bobiné par construction. Ces paramètres ont généralement peu d'influence sur les circuits en continu et en basses fréquences ; mais dès que la fréquence augmente, ils prennent une place de plus en plus importante dans le fonctionnement des montages. Dans les étages d'entrée de (très) vieux tuners TV en très hautes fréquences (VHF, de Very High Frequencies) et de récepteurs de communication, les capacités parasites à elles seules suffisaient à accorder les circuits : une bobine réglable devenait un circuit oscillant ajustable par résonance sur ses propres capacités parasites !

Un autre élément qu'il ne faut pas négliger est l'effet pelliculaire ou << de peau >> ou skin effect. L'expression << de peau >> rend bien compte du comportement du courant : en HF, le courant circule à la périphérie des conducteurs, contrairement au continu où il se répartit uniformément sur toute la section. Plus la fréquence augmente, plus l'effet de peau devient important ; il en résulte une diminution de la zone effective de conduction et une augrnenta- tion de la résistance apparente en alternatif des interconnexions.

Un problème supplémentaire surgit du fait qu'en HF les montages rayonnent très facile- ment : un circuit HF émet des signaux indésirables et ne demande bien souvent qu'à capter les << parasites >> émis par ses voisins. Des effets de couplage vont ainsi apparaître entre composants d'un même circuit, entre circuits adjacents, vers l'environnement et depuis l'environnement. Voilà pourquoi des interférences et des phénomènes bizarres qui n'apparaissent pas en continu ou qui sont négligeables en basses fréquences se rencontrent fréquemment en hautes fréquences : ils laissent perplexe l'observateur non averti.

1. i Le spectre électromagnétique Tout signal électrique alternatif rayonne : on dit qu'il émet une onde électromagnétique. Cette onde fait partie d'un spectre qui ne contient pas seulement la HF, mais aussi la lumière infrarouge, la lumière visible, les ultraviolets, les rayons X, les rayons gamma, et ainsi de suite. Avant de vous intéresser aux circuits HF, jetez donc un coup d'œil au spectre électromagnétique. (La propagation des ondes radio sera étudiée au cours du chapitre 11).

2

ELF VLF LF HF (OM) (oc) VHF UHF SHF EHF IR Lumière visible

1 . Introduction 6 l’électronique des Hautes Fréquences

Rayons X

1 . 1

Le spectre électromagnétique (figure 1-1) est divisé en bandes pour des raisons de facilité et d’identification. Le spectre s’étend depuis les plus basses fréquences jusqu’au-delà des fréquences des rayons X et gamma. La gamme des Extrêmement Basses Fréquences (EBF ou ELF, de ExtremeZy Low Frequencies) inclut la fréquence du secteur ainsi que d’autres basses fréquences comprises entre 25 Hz et 100 Hz.

Micro-ondes 7 FM

AM

100 10 100 1 3 30 300 1 CHz 30 300 10’’ 10“ 10’’ 10” Hz kHz kHz MHz MHz MHz MHz (1000 GHz GHz Hz Hz Hz Hz

MHd 979012-1-1

Figure 1-1 : Le spectre électromagnétique depuis les ELF jusqu’aux rayons X. Le domaine de la HF s’étend depuis moins de 100 kHz jusqu’à plus de 300 GHz.

La gamme des Très Basses Fréquences (TBF ou VLF, de Very Low Frequencies) commence juste au-dessus des EBF, quoique la plupart de mes sources d’informations la définisse comme recouvrant les fréquences de 10 Hz à 100 kHz. La marine américaine utilise la partie inférieure de cette bande pour les liaisons radio avec ses sous-marins.

La bande des Basses Fréquences (BF ou LF, de Low Frequencies) - considérée du point de vue du spectre électromagnétique ; à ne pas confondre avec les audiofréquences qui sont les fréquences audibles par l’oreille humaine.- s’étend de 100 kHz à 1000 kHz ou 1 MHz. La gamme des Moyennes Fréquences (MF, acronyme anglais identique MF issu de Medium Frequencies) couvre les fréquences comprises entre 1 MHz et 3 MHz. La gamme des Ondes Moyennes (OM) des émissions de radiodiffusion en modulation d’amplitude (AM) recouvre partiellement la bande des BF et des MF, puisqu’elle s’étend de 510 à 1630 kHz. La gamme des émissions de radiodiffusion en Ondes Longues (OL), quant à elle, est entièrement incluse dans la bande des BF, puisqu’elle s’étend de 140 à 370 kHz.

La bande des Hautes Fréquences (HF, également issu de High Frequencies), aussi appelée bande des Ondes Courtes (OC ou SW, de Short Waues), couvre les fréquences comprises entre 3 et 30 MHz. La bandes des Très Hautes Fréquences (THF ou VHF, de Very High Frequencies) commence à 30 MHz et continue jusqu’à 300 MHz. Elle inclut la bande de radiodifksion en modulation de fréquence (FM), des émissions de services publics, la bande aviation, des émetteurs de télévision et la bande des radioamateurs à 144 MHz. La bande des Ultra Hautes Fréquences (UHF, également issu de Ultra High Frequencies) couvre les fréquences comprises entre 300 et 900 MHz et reprend la plupart des services rencontrés en VHF. La bande des micro-ondes débute au-dessus de la bande UHF à - selon les auteurs - 900 ou 1000 MHz (1 GHz).

Une question peut venir à l’esprit : les micro-ondes different-elles vraiment des autres ondes électromagnétiques ? La réponse est oui ; la différence existe réellement : les micro- ondes constituent en effet un chapitre distinct dans l’étude des ondes électromagnétiques. Pourquoi ? Parce qu’à ces fréquences, la longueur d’onde du signal atteint le même ordre de grandeur que la longueur physique du composant ! Les composants se comportent d’une

1.2 Unités et constantes physiques 3

manière qui est à nouveau différente de celle rencontrée dans les domaines de la HF. Ainsi, un simple résisteur de 0,5 W à film métallique devient-il un réseau RLC complexe, avec auto-induction et capacité distribuées, et une valeur de R curieusement différente de la valeur en continu. La plus petite des valeurs distribuées peut avoir une influence énorme sur le fonctionnement du circuit, bien qu’elle puisse être considérée comme négligeable dans les domaines de la HF.

1.2 Unités et constantes physiques En concordance avec les normes utilisées dans les ouvrages techniques et scientifiques, toutes les unités employées dans ce livre sont tirées du système CGS (centimètre - gramme - seconde) ou du système MKS (mètre - kilo - seconde), sauf mention contraire. Les dénomi- nations, facteurs de multiplication et symboles utilisés dans le système métrique sont repris dans le tableau 1-1. Le tableau 1-2 regroupe les principales unités physiques. Le tableau 1-3 fournit la liste des constantes physiques utilisées dans cet ouvrage. Le tableau 1-4 donne quelques facteurs de conversion.

Tableau 1-1 : Préfixes du système métrique

Pr6fixe Multiplicateur Symbole téra 1 0l2 T

I I

giga 1 09 G méga 1 o6 M kilo 1 03 k

hecto 1 o2 h déca 10 da déci 1 O-’ d

1 centi 1 O-* C 1 I milli 1 0-3 m 1

micro 1 o4 P nano 1 0-9 n

pic0 1 0-l2 P femto 10-15 f atto 1 0-l8 a

4 1. Introduction à l'électronique des Hautes Fréquences

Tableau 1-2 : Unités de mesure

Grandeur Unit6 Symboie capacité farad F charge électrique coulomb C r conductivité siemens S résistivité ohms/mètre Wm courant ampère A

énergie joule j watt-sec w s

1 champ électrique volts/mètre V/m flux d'induction magnétique weber (voltheconde) Wb fréquence hertz Hz

1 inductance henry H longueur mètre m masse gramme g puissance watt W

1 résistance ohm 1 temps seconde S

température kelvin K degré Celsius" "C degré centigrade "C

1 vitesse mètre/seconde m/S

1 tension volt V

Tableau 1-3 : Constantes physiques

Constante Valeur Symbole constante de Bolzmann"

charge électrique (e-) électron (volt)

électron (masse) perméabilité du vide permittivité du vide

constante de Planck" vitesse de la lumière

Pi (Z)

I ,38 x I 0-23 J/K I ,6 x 10-19 c I ,6 x 10-19 J 9,12 x IO"' kg 4xnx 10-7H/m

1 / (36 x 7c x IO9) F/m 6,626 x 10-34 Js

2,99792458 x 1 O* m/s 3,141 592638

K

q eV m

w Eo

h C

7c

1.3 Longueur d’onde et fréquence 5

I 1 Tableau 1-4 : Facteurs de conversion

1 pouce =25,4 mm _______ _ _ _ _ ~

1 pied 1 yard 1 mile anglais 1 mile terrestre 1 mille marin

= 12 pouces ou 30,48 cm = 3 pieds ou 91,44 cm = 5 280 pieds ou 1 760 yards = 5 280 pieds ou 1 609 m = 1 mille nautique ou 1 nautique

1 nautique 1 nœud 1 mil = 0,001 pouce ou 2,54 x m

= 6 076 pieds ou 1 852 m = 1 nautique/heure ou 0,5144 m/s

~

1 kg = 2,2 livres

1 gauss 1 neper = 8,282 dB

= 10 O00 teslas

Note : les navigateurs utilisent parfois l’équivalence de 1 nautique = 6 O00 pieds pour la facilité des calculs. Le mille nautique vaut la longueur d’un arc de 1 minute de la circonférence terrestre à l’équateur ; il a été fixé à 1 852 m par convention.

1.3 Longueur d’onde et fréquence Dans un rayonnement radioélectrique, la vitesse de propagation, la fréquence et la longueur d’onde sont liées par la relation qui dit que le produit de la fréquence par la longueur d’onde h (lire << lambda V ) est égal à la vitesse de propagation. Pour les micro-ondes, cette relation s’écrit sous la forme :

(1-1) h F I J E = c

où : h est la longueur d’onde, exprimée en mètres (m), F est la fréquence, exprimée en hertz (Hz), E est la constante diélectrique du milieu de ropagation, et où c représente la vitesse de la lumière (3 x 10 m/s). sp

La constante diélectrique E (lire << epsilon n) est une propriété du milieu dans lequel l’onde se propage. La valeur de E est définie égale à 1 pour le vide parfait et est très proche de 1 pour l’air sec (précisément égale à 1,0008). Dans la plupart des calculs, E sera toujours choisi égal à 1. Cependant, lorsque le milieu est différent du vide ou de l’air, il faut tenir compte de E dans la formule : si le milieu est du téflon, par exemple, la valeur de E pourra être comprise entre 2 et 11, selon la qualité du matériau. Dans un milieu différent du vide ou de l’air, la vitesse de propa- gation est toujours plus faible que la vitesse de la lumière ; le rapport entre ces deux vitesses s’appelle le coefficient de vélocité, est toujours inférieur à 1 et est désigné par la lettre grecque II (lire c nu H).

6 1. Introduction a l'électronique des Hautes Fréquences

Appellation Banda de fréquences

L'équation 1-1 est plus souvent utilisée sous l'une des formes représentées par les formules 1-2 et 1-3 :

C F = - h G (1 -3)

Tous les termes sont définis comme dans 1-1.

1.4 Définition des bandes de fréquences en micro-ondes Au cours de la Seconde Guerre Mondiale, les militaires américains commencèrent à utiliser les micro-ondes dans les radars et dans d'autres applications. Pour des raisons évidentes de sécurité, des lettres de l'alphabet furent utilisées pour désigner chaque bande du domaine de micro-ondes utilisables à l'époque. Cette méthode de désignation par des lettres est devenue une habitude : elle est toujours utilisée dans l'industrie et par l'armée. Malheureu- sement, les risques de confusion ne manquent pas, parce que trois systèmes d'identification au moins coexistent actuellement : militaire, avant 1970 (tableau 1-5) ; militaire, après 1970 (tableau 1-6) ; et standard industrieMEEE (tableau 1-7). La mêlée n'est pas près de se dégager : les industries militaires et l'industrie de la défense américaine utilisent simul- tanément les dénominations antérieures et postérieures à 1970, pendant que l'industrie civile utilise régulièrement les dénominations militaires plutôt que les normes IEEE. Et le vieux code militaire (tableau 1-5) persiste par la force de l'habitude.. .

Tableau 1-5 : Bandes de fréquences en micro-ondes Ancien code militaire américain (1 945 - 1970)

I P 225 - 390 MHz I I L 390 - 1 550 MHz I I S 1 550 - 3 900 MHz 1 I C 3 900 - 6 200 MHz I

X 6,2 - 10,9 GHz K 10,9 - 36 GHz

I Q 36 - 46 GHz I I V 46 - 56 GHz I

I w 56 - 100 GHz I

1.4 Définition des bandes de fréquences en micro-ondes 7

Appellation Bande de fréquences .

I I Tableau 1-6 : Bandes de fréquences en micro-ondes

Nouveau code militaire américain (après 1970)

I A 100 - 250 MHz I 1 B 250 - 500 MHz 1 I C 500 - 1 O00 MHz 1

D 1 -2GHz E 2- 3 GHz F 3-4GHz G 4-6GHz H 6-8GHz I 8 - 10 GHz J 10 - 20 GHz K 20 - 40 GHz L 40 - 60 GHz M 60 - 100 GHz

Tableau 1-7 : Bandes de fréquences en micro-ondes selon les normes industriellesAEEE

Appellation Bande de fréquences I HF 3 - 30 MHz I VHF 30 - 300 MHz I UHF 300 - 1 O00 MHz 1 L 1 -2GHz I S 2-4GHz I C 4-8GHz I x 8 -12 GHz

Ku 12 - 18 GHz

I K 18 - 27 GHz I Ka 27 - 40 GHz 1 millimétrique 40 - 300 GHz

submillimétrique > 300 GHz

8 1 . Introduction a I’electronique des Hautes Fréquences

1.5 Effet pelliculaire Trois phénomènes permettent d’expliquer le <( dysfonctionnement >) des composants physi- ques en hautes fréquences. Commençons par le domaine le plus critique. En micro-ondes, les dimensions des composants et des connexions sont comparables à la longueur d’onde du signal ; tout le circuit est truffé de capacités et d’auto-inductions distribuées qui sont autant de composants cachés n’apparaissant pas sur le schéma. En UHF et - dans une proportion de moins en moins sensible - en VHF et en HF, les composants et les connexions présentent entre eux des effets de couplage, d’inductions et de capacités parasites qui n’apparaissent pas davantage sur les schémas mais perturbent néanmoins le fonctionnement des circuits. Un troisième larron vient mettre son grain de sable dans la mécanique : l’effet pelliculaire ou skin effect. Alors que le courant continu se répartit uniformément sur toute la section d’un conducteur’ le courant alternatif a tendance à ne circuler qu’à la surface du conducteur. Cet effet, également dit << de peau », est d’autant plus important que la fréquence est élevée et que le matériau est bon conducteur autant de l’électricité que des champs magnétiques. La densité de courant chute exponentiellement depuis la surface vers le centre du conduc- teur (figure 1-2). La profondeur à laquelle la densité de courant 6 (lire << delta >>) ne vaut plus que l / e = 1/2,718 = 0,368 fois la densité de courant à la surface est appelée profondeur critique ou profondeur de pénétration.

l lh \ Figure 1-2 : Dans les circuits de courants alternatifs, le flux d’électrons se concentre à la périphérie des conducteurs. Ce phénomène s’intensifie au fur et à mesure que la fréquence croît ; il faut absolument en tenir compte en très

9790 12- 1-2 hautes fréquences.

L‘équation 1-4 permet de calculer la profondeur de pénétration dans un matériau donné :

ô est la profondeur critique, exprimée en mètres (m), F est la fréquence, exprimée en hertz (Hz), O (lire << sigma >>) est la conductivité, exprimée en mhos/m ou en siemens (S), p (lire M mu D) est la perméabilité du matériau, exprimée en henry/m (H/m).

1.7 Composants HF, disposition et construction 9

1.6 Adaptation d'impédance dans les circuits HF Dans les circuits de basses fréquences, la plupart des amplificateurs sont des amplificateurs de tension (y compris l'ampli de (( puissance '> de la chaîne hi-fi). Dans ce type de montage, seul le transfert d'un maximum de tension est recherché ; il s'obtient lorsque l'impédance de charge est beaucoup plus grande que l'impédance de source. Imaginons qu'un capteur (une source de signal) ait une impédance de source de par exemple 25 R et qu'il soit relié à un amplificateur. Le circuit fonctionnera correctement lorsque l'impédance d'entrée sera beau- coup plus grande que 25 R (par (( beaucoup plus grande », on entend généralement un rapport de 10 fois bien que dans certaines circonstances un rapport de 100 fois voire davantage soit nécessaire ; c'est notamment le cas des amplis hi-fi que nous venons d'évoquer). Dans notre cas, la condition la plus astreignante sera satisfaite avec une impédance d'entrée supérieure à 2 500 R, valeur facilement atteinte par l'impédance d'entrée de la plupart des amplificateurs de tension.

Les circuits HF sont quelque peu différents. Ici, les amplificateurs sont généralement définis en termes de puissance, même lorsque celle-ci est très faible. Dans la plupart des cas, un système de circuits HF possédera une impédance bien définie (50, 75, 300 et 600 R sont des valeurs courantes ; 50 R peut être considéré comme universel), et tous les éléments du système seront supposés posséder la même impédance. À l'opposé du modèle de l'amplificateur BF qui possède une forte impédance d'entrée et une faible impédance de sortie, le circuit HF typique présente quant à lui des impédances d'entrée et de sortie identiques.

Une désadaptation des impédances ne peut amener que des difficultés, sans parler des pertes de signal. Lorsque le but recherché est le transfert du maximum de puissance, il n'y a qu'une solution : il faut absolument que l'impédance de charge soit égale à l'impédance de source. Voilà pourquoi les circuits HF sont souvent munis de transformateurs d'impédance : pour atteindre cet objectif à chaque niveau d'interconnexion.

1.7 Composants HF, disposition et construction Les composants dans les circuits pour hautes fréquences ne sont pas disposés de la même façon que dans les autres montages : ici, il faut pouvoir maîtriser ou annuler les effets des capacités et des auto-inductions parasites qui peuvent représenter une part significative des paramètres d'un circuit. Imaginez par exemple un circuit accordé constitué d'une bobine de 1 pH et d'un condensateur de 100 pF. Au moyen d'une équation que vous découvrirez dans un prochain chapitre, il est facile de calculer que la fréquence de résonance de ce circuit sera de 15,915 MHz. Mais supposez que le circuit soit mal câblé, et soit affecté d'une capacité parasite de 25 pF. Cette capacité pourrait provenir de l'interaction entre les fils du condensateur, de la bobine et la masse ou de la proximité d'autres composants du circuit. De plus, la capacité d'entrée d'un transistor ou d'un amplificateur en circuit intégré (IC ou CI) peut également contribuer à la capacité parasite totale d'un montage : un circuit intégré largement utilisé en HF ne présente pas moins de 7 pF de capacité d'entrée ! Que se passe-t-il alors avec ces 25 pF supplémentaires sur notre circuit oscillant ? La capacité

10 1. Introduction 6 l'électronique des Hautes Fréquences

totale (réelle !) passe à 125 pF ; la même formule nous apprend que la fréquence de résonance n'est plus que de 14,235 MHz. Nous voilà loin de la valeur prévue par le calcul initial.. .

Une situation similaire peut se reproduire par les auto-inductions parasites. Tous les conducteurs présentent un coefficient d'auto-induction. Dans les circuits basses fréquences et jusqu'à la limite inférieure de la bande HF, cette auto-induction est généralement suffisamment faible pour ne pas créer d'ennuis ; mais lorsque la fréquence passe dans la partie supérieure du spectre HF puis en VHF, cette auto-induction peut devenir terrible- ment gênante. Selon sa situation, elle peut constituer une part significative des paramètres d'un filtre ou d'un réseau accordé.

L'aspect des pistes d'un circuit imprimé est prépondérant en hautes fréquences car il permet de réduire les capacités et les inductions parasites. Une première tactique consiste à utiliser un circuit imprimé à pistes larges au lieu de fils pour les interconnexions. J'ai vu des circuits, pourtant soigneusement câblés par du fil << wire-wrup >> n ~ 2 8 isolé au Kovar, se comporter d'abord de façon bizarre puis tout à fait honorablement après avoir été remontés sur circuit imprimé à larges pistes. Pourquoi ? Les pistes larges sont des conducteurs à section rectangulaire très mince qui possèdent un très faible coefficient d'auto-induction ; la faible épaisseur réduit l'effet pelliculaire puisqu'elle force le courant à circuler dans toute la section du conducteur : les inductances parasites et l'accroissement de la résistance en HF des connexions disparaissent presque complètement, et les circuits fonctionnent correctement.

Figure 1-3 : Aspect typique d'un circuit imprimé destiné à un

979012-1-3 montage pour la HF.

La figure 1-3 montre un exemple de circuit imprimé pour amplificateur HF simple. Les points à observer : pistes larges et distances courtes entre tronçons de pistes destinées aux broches d'un même composant.

Une seconde tactique, destinée à réduire l'influence des capacités parasites, n'est pas visible sur la figure 1-3 : l'autre côté du circuit imprimé, le côté << composants », est constitué d'une feuille de cuivre percée d'orifices dégagés du cuivre qui les entoure pour permettre le passage des fils des composants (le circuit imprimé brut était une plaque d'époxy << double- face .). Cette surface de cuivre, appelée plan de masse, permet de combattre le mal par le mal : plutôt que d'être en présence de capacités parasites ponctuelles et aléatoires, chaque composant ou tronçon de piste possède une capacité parasite stable et même, dans le cas des pistes, calculable !

Le montage sur circuit imprimé permet aussi d'améliorer la reproductibilité des circuits, puisque tous les composants sont figés dans la même position.

1.7 Composants HF, disposition et construction 1 1

Platines de montage Pour obtenir les meilleurs résultats possibles, les circuits de hautes fréquences doivent être assemblés sur des circuits imprimés dessinés en tenant compte des deux principaux critères HF : pistes larges et plan de masse. Ce n'est malheureusement pas toujours réalisable. En réalité, pour la plupart des amateurs ou des étudiants qui ne possèdent pas de matériel de gravure et veulent essayer un montage trouvé dans une revue ou dans un livre, la seule possibilité reste d'acheter le circuit fabriqué par l'éditeur - quand il en propose un. Ce paragraphe vient à leur secours : il décrit la manière d'utiliser les platines d'expérimentation dans l'optique précise de la réalisation de circuits spécifiques à la HF.

La figure 1-4 illustre l'emploi de platines perforées. On en trouve de toutes les tailles dans les commerces de composants électroniques, complètement nues, avec pastilles de cuivre sur une ou deux faces, avec bandes ou tronçons de bandes de cuivre sur l'une des faces, avec trame de cuivre adaptée au montage de circuits logiques ou numériques, etc. La majorité des plaques comporte des trous de 1 mm espacés de 0,l pouce ; d'autres diamètres et écartements sont également disponibles.

Figure 1-4 : Disposition de composants sur une platine d'assemblage.

Sur cette reproduction, les composants ont été assemblés sur l'une des faces d'une plaque nue. Le câblage a été réalisé << point à point >> sur l'autre face, à l'aide des fils de connexion des composants. Cela ne représente pas la meilleure solution pour des circuits de hautes fréquences, mais reste acceptable pour les fréquences de la HF et du début de la VHF, à condition que les liaisons soient les plus courtes possible.

Examinez la position des bobines blindées sur la figure 1-4. Ce sont des bobines ajustables par un petit trou situé au sommet du capot. L'écartement normal des broches de ce genre de support pour bobine ne correspond pas au pas de 0,l pouce de la plaque perforée. Mais si la bobine est tournée de 45", les broches pénètrent dans les trous, en diagonale. Vous pouvez connecter les ergots de mise à la masse du capot de deux manières différentes : soit plier les ergots à 90" vers l'extérieur du boîtier afin qu'ils reposent sur la plaque de montage. Des

12 1. Introduction a l’électronique des Hautes Fréquences

petits bouts de fils préalablement soudés aux ergots puis passés à travers les trous les plus proches permettent alors d’atteindre un point de masse de l’autre côté de la plaque. Soit, marquer puis forer deux trous de 1,6 mm aux endroits nécessaires au passage des ergots de l’autre côté de la platine, puis souder ceux-ci à la masse comme les extrémités des autres composants.

La figure 1-5 montre une autre variante de montage sur platine d’expérimentation. Pour ce circuit, une feuille de cuivre munie d’une face adhésive a tout d’abord été collée sur une partie de la plaque afin de constituer un plan de masse. Il faudra ensuite veiller à éliminer le cuivre aux endroits de passage prévus pour les fils des composants qui seront montés au dessus de la surface de cuivre, les liaisons étant établies par le dessous de la plaque, comme pour le reste du circuit. Cette solution de compromis entre plaque perforée et circuit imprimé double face peut stabiliser le fonctionnement de circuits (( fabrication-maison >>

pour les gammes de la HF et de la basse VHF lorsque, par le plus grand des hasards ( ? 1, le premier câblage d’un circuit d’ampli sans plan de masse aboutit à un oscillateur à fréquence vagabonde, ou lorsqu’un oscillateur.. . ne veut tout simplement pas osciller !

979012-1-5

*’ &’ 979012-1-6

Figure 1-5 : Plaque perforée munie d’un plan de masse.

Figure 1-6 : Utilisation d’écrans sur une plaque perforée.

Le projet de circuit HF sur plaque perforée de la figure 1-6 est un circuit de déplacement de fréquence. Il utilise deux fréquences (F1 et F2) obtenues à partir d’oscillateurs à fréquence variable commandés en tension (VFO, de Variable Frequency Oscillator) et les mélange dans un mélangeur symétrique double (DBM, de Double Balanced Mixer). Un filtre

1.7 Composants HF, disposition et construction 13

passe-bas, constitué des bobines toroïdales visibles sur la figure 1-6, permet d’extraire la fréquence de différence F2 - F1. Il est important d’isoler entre elles, eu égard à leur rayonnement électromagnétique, les trois sections oscl, osc2 et filtre passe-bas. Cet objectif est atteint en cloisonnant les différentes parties du montage par des éléments de blindage réalisés en feuilles de laiton de 20 à 25 mm de haut. Pour parfaire le tout, l’écran de blindage le plus proche a été soudé au boîtier métallique du mélangeur (au centre de la figure 1-6).

n

Figure 1-7 : Circuit de VFO assemblé sur une plaque perforée. 979012-1 7

La figure 1-7 représente un petit oscillateur à fréquence variable (VFO) accordé par un condensateur variable à air. Ce condensateur est un modèle du genre (< radiodiffusion »,

variable entre 30 et 365 pF. J’ai construit ce circuit pour en faire l’oscillateur local d’un projet de récepteur de haut de gamme pour la bande de radiodifksion AM. La bobine blindée à noyau réglable permet, en association avec le condensateur variable, de régler la fréquence de l’oscillateur local entre 965 et 2055 kHz. La plaquette retenue pour ce mon- tage est du modèle à trous pastillés, aux normes standardisées de 1 mm/O,1 pouce. Elle est fixée sur le châssis par quatre boulons de 4 rmn avec rondelles ; elle est maintenue à distance de la tôle par des entretoises de 3 mm en nylon.

Châssis et boîtiers Il est souvent sage de monter les circuits HF dans des boîtiers métalliques blindés, chaque fois que la chose est possible. Cette manière de travailler met le circuit à l’abri de dysfonc- tionnements provoqués par des interférences d’origine externe et permet également d’empêcher le montage de rayonner et de perturber à son tour les autres éléments du système auquel il appartient. La figure 1-8 présente deux vues d’un circuit HF installé dans un boîtier en aluminium ; la figure 1-8A montre le boîtier fermé tandis que la figure 1-8B en montre l’intérieur. Le couvercle de ces boîtiers possède des rebords qui recouvrent la partie inférieure lorsque l’ensemble est fermé ; ce recouvrement est très important pour la suppression correcte des interférences, aussi bien entrantes que sortantes. Évitez ces boîtiers bon marché, pourvus d’un simple couvercle en U qui se fixe par emboîtement d’une paire de tétons dans des fossettes sur deux côtés opposés et laisse un interstice sur les deux autres.

Les connexions d’entrée et de sortie de signal du circuit de la figure 1-8 sont réalisées au moyen de connecteurs coaxiaux SO-239 << U” ». De tels connecteurs sont couramment utilisés pour les raccordements d’antekes des récepteurs de radio en ondes courtes. Il est

14 1. introduction a l’électronique des Hautes Fréquences

A. Boîtier fermé montrant les fils d’alimentation en continu soudés à des condensateurs de passage.

Figure 1-8 : Assemblage de boîtier blindé en HF.

B. Boîtier ouvert avec circuit écarté du fond par des entretoises en nylon.

également possible d’utiliser d’autres connecteurs coaxiaux : du type << BNC », ou des fiches << tulipe >> RCA également appelées << Cinch ». À vous de choisir le modèle de connecteur le plus approprié à votre application.

Boiliers blindes pour lu HF Il y a plus de vingt ans, je répugnais à entreprendre des petits montages HF pour la bande des 40 mètres : c’était trop difficile ! Puis je m’y suis essayé. Petit à petit, la confiance naissant, j’ai appris quelques trucs à propos du câblage, des écrans, de la disposition des composants. J’ai fini par me rendre compte qu’il suffisait de suivre quelques règles simples pour que tout fonctionne correctement, (presqu’)aussi facilement en HF qu’en BF.

Un problème est resté fort embarrassant (pour ne pas dire un vrai casse-tête), toutefois : le blindage. Blinder or not blinder, there remains the question ... Je pouvais découvrir toutes sortes de ficelles à propos de la disposition des composants et de la mise à la masse, le blindage nécessitait souvent un boîtier plus efficace que ceux dont je disposais. Voici finalement le résultat de mes essais et cogitations. La plupart des boîtiers bon marché en aluminium disponibles dans les magasins de bricolage sont valables depuis le continu jusqu’à la bande de radiodiffiision AM, mais les problèmes surgissent à la queue leu leu dès que la fréquence grimpe en HF puis en VHF. Ce que vous croyiez avoir blindé ne l’est pas. Si vous avez lu quelques-uns des articles que j’ai publiés au fil du temps, vous aurez remarqué que j’ai fini par recommander aux constructeurs de circuits HF de toujours utiliser des boîtiers en aluminium qui se ferment par emboîtement (comme une boîte à chaussures), avec recouvrements de couvercle sur boîtier au moins égaux à 6 mm. La plupart des boîtiers disponibles sur le marché du bricolage ne conviennent tout simplement pas à la HF.

1.7 Composants HF, disposition et construction 15

La société SESCOM (*>, par exemple, produit une ligne de coffrets, des tiroirs 19 pouces, des armoires pour montage de tiroirs et des boîtiers blindés pour la HF. Leur catalogue, Constructor’s Hardware for the go’s, contient une foule d’articles intéressants pour les amateurs de constructions électroniques en général et de radio en particulier. J’ai été tout particulièrement attiré par leurs séries de boîtiers blindés pour la HF. Pourquoi ? Parce qu’il semble bien que la construction de circuits radio ait été mon occupation principale au cours des dix dernières années !

La figure 1-9 représente l’un des boîtiers blindés en acier pour la HF fournis par SESCOM. Remarquez l’utilisation d’un système de griffes pour obtenir une fermeture par emboî- tement et donc une excellente étanchéité à la haute fréquence de l’ensemble corps/couvercle. Le boîtier est fourni avec quelques tôles supplémentaires qui permettent de le diviser en plusieurs compartiments ; le corps du boîtier possède déjà les encoches nécessaires au placement de ces cloisons, qui peuvent ensuite être soudées pour assurer un meilleur blindage ainsi qu’une meilleure stabilité du coffret ainsi réalisé.

979012-1-9

Figure 1-9 : Boîtier blindé pour circuit HF, de qualité supérieure par son matériau (acier) et par son couvercle à emboîtement (fermeture par griffes). (SESCOM)

16 1. Introduction a l’électronique des Hautes Fréquences

Au premier abord, ces boîtiers ne m’intéressaient pas tellement, parce qu’ils étaient fabri- qués en acier étamé à chaud plutôt qu’en aluminium. La galvanisation facilite le soudage, mais l’acier est plus difficile à forer que l’aluminium. Finalement, j’ai constaté qu’en utilisant des forets de bonne qualité (en acier rapide, portant la mention HSS, de High Speed SteeZ), il n’était pas plus difficile de percer des trous dans le boîtier reçu de SESCOM que dans un autre boîtier en aluminium. Évidemment, si vous utilisez de vieux forets, émoussés, en acier ordinaire, et que vous poussez sur la foreuse comme l’État pousse la fiscalité, vous n’obtiendrez pas de bons résultats. La bonne truelle fait le bon maçon ! En choisissant des forets de bonne qualité, bien affûtés, et en travaillant selon les règles du parfait faiseur de trous, il n’y a vraiment pas de problèmes.

Ces boîtiers sont disponibles en 11 formats différents : les dimensions de la base évoluent depuis 2,l” x 1,9” jusqu’à un maximum de 6,4” x 2,7”, avec des hauteurs de 0,63”, l ,O” et l ,l”. Les prix (aux États-Unis) sont comparables aux prix des boîtiers en aluminium de la meilleure qualité mécanique, qui n’assurent pourtant pas un blindage aussi efficace de la haute fréquence.

N. d. T : Revenez quelques pages en arrière et relisez la formule de l’effet pelliculaire. Elle est aussi valable pour la profondeur de pénétration d’un rayonnement électro- magnétique dans un matériau conducteur (dans le cas qui nous occupe, les para- sites). Le coefficient p de l’aluminium est voisin de 1 ; celui de l’acier vaut 120 (celui du fer doux atteint 16 000). Concluez : l’aluminium est beaucoup plus << transparent >>

à la HF que l’aaer ; il ne protège pas des champs magnétiques indésirables de hautes fréquences . . .

SESCOM fournit également des condensateurs de passage qui peuvent être utilisés pour amener les tensions continues à l’intérieur du coffret aussi bien que les tensions de commande ou les signaux de basses fréquences, entrant et sortant du montage. Deux modèles sont disponibles : le FTS 1 est un modèle à souder de 1000 pF isolé à 50 Vcc ; le FTSI 1 est à visser et possède les mêmes caractéristiques que le FTS 1.

Figure 1-10 : Présélecteur AM alimenté par piles.

1.8 Ligne de transmission en câble coaxial ou (< coax >) 17

La réalisation représentée par la figure 1-10 est un petit présélecteur pour la bande de radiodiffision AM. Il amplifie les signaux faibles et atténue les interférences provoquées par les stations voisines. Le panneau avant supporte le condensateur de syntonisation muni d’un bouton facilitant le repérage. Un interrupteur marchdarrêt s’y trouve également monté ; il permet l’alimentation du montage à partir d‘un compartiment pour piles fixé au fond du châssis en aluminium. La bobine associée au condensateur est fixée à travers la plaque perforée sur laquelle sont assemblés les autres composants du circuit ; cette plaque est elle-même fixée à l’arrière du boîtier. De cette manière, le noyau de réglage de la bobine reste accessible sans qu’il soit nécessaire d’enlever le couvercle, par un orifice percé à l’arrière du présélecteur.

Figure 1-1 1 : Châssis de récepteur utilisé comme banc d’essai de différentes versions d’un même circuit de base.

La réalisation de la figure 1-11 est un châssis que j’ai conçu dans un but bien précis : disposer d’un banc d’essai pour mesures comparatives de différents circuits de récepteurs à conversion directe. Les circuits imprimés sont construits sous la forme de modules facile- ment interchangeables pour la comparaison de différentes versions d‘un même circuit de base ou de différents circuits remplissant la même fonction.

1.8 Ligne de transmission en câble coaxial ou (( coax )) La ligne de transmission en câble coaxial est probablement le moyen de connexion le plus utilisé dans les domaines des ondes courtes, de la VHF et de I’UHE Le t< coax >> consiste en deux conducteurs concentriques séparés par un diélectrique ; ce câble est dit << coaxial ’> parce que les deux conducteurs possèdent le même axe central (figure 1-12).

Le conducteur central peut être un conducteur monobrin ou multibrins ; le conducteur extérieur assure le retour du courant et joue le rôle d’un écran. Dans les câbles coaxiaux utilisés pour la réception, l’écran est réalisé au moyen de fils très h s ou de conducteurs plats tressés, bien qu’il existe certains câbles coaxiaux dont le conducteur extérieur est réalisé sous forme de torons multiples. Le câble coaxial utilisé pour la réception des signaux

18 1. Introduction 6 I’electronique des Hautes Fréquences

de télévision possède une impédance caractéristique de 75 R ; le conducteur extérieur y est réalisé au moyen d’un film métallique. Ce type de conducteur extérieur permet d’obtenir un câble à faibles pertes dans une large gamme de fréquences ; il est cependant rarement utilisé en dehors des applications du domaine de la télévision. Cette limitation provient du matériau utilisé pour le feuillard de masse du câble : celui-ci est en effet en aluminium, qu’il est impossible de souder aux connecteurs utilisés dans les domaines de la HF et de la VHFNHF. Les connecteurs coaxiaux utilisés en télévision sont généralement des modèles du type F, à deux demi-coquilles qui enserrent la tresse de masse du câble. Ils ne sont de toute façon pas assez fiables pour une autre utilisation.

Isolant extérieur Conducteur extérieur (gaine) (blindage)

Conducteur

979012-1-12 Isolant intérieur

(diélectrique)

Figure 1-1 2 : Écorché d’un câble coaxial.

L’isolant qui sépare les deux conducteurs (le diélectrique) peut être constitué de divers matériaux : du polyéthylène, du polyfoam ou encore du téflon, ce dernier étant principale- ment utilisé pour la transmission des ultra hautes fréquences et des micro-ondes. Le coefficient de vélocité II du câble coaxial dépend du diélectrique utilisé. Les valeurs de YI

correspondantes aux diélectriques les plus courants sont reprises dans le tableau 1-8.

Tableau 1-8 : Influence du diélectrique sur la vitesse de propagation

t Diélectrique Coefficient de vélocfté polyéthylène 0,66

polyfoam 0,80 téflon 0,70

Le câble coaxial est disponible sous diverses impédances, échelonnées entre 35 et 125 R, mais la majorité des câbles utilisés possèdent des impédances de 52 ou de 75 R. Le tableau 1-9 donne les caractéristiques des câbles régulièrement utilisés par les constructeurs d’antennes de réception.

1.8 Ligne de transmission en câble coaxial ou << coax bb 19

I Tableau 1-9 : Types de câbles coaxiaux I Appellation Impédance Aspect

caractéristique I RG-8/U OU RG-8/AU 52 R grand diamètre 1

RG-58/U OU RG-58/AU 52 R petit diamètre RG-l74/U OU RG-l74/AU 52 R câble miniature

m u RG-1 I/AU 75 R grand diamètre 1 I 1 RG-59/U ou RG-59/AU 75 R petit diamètre

Les câbles de grand diamètre présentent certes un facteur de pertes légèrement plus faible que celui de leurs homologues de diamètre inférieur, mais leur principal avantage réside dans leur capacité à transmettre une puissance élevée, sans parler de leur meilleure résistance aux contraintes mécaniques. Leur utilisation est donc recommandée dans les stations d'émissions mais tout à fait inutile chez les radioamateurs qui ne disposent que d'une licence d'écoute. Leur emploi peut se justifier en réception lorsque l'antenne se trouve à grande distance (plus de 30 mètres), lorsque l'accumulation de pertes risque d'amoindrir le signal reçu ; dans la plupart des cas, on préférera utiliser du câble de petit diamètre (RG-58AJ ou RG-59/U), beaucoup plus facile à manipuler. Le câble miniature du type RG-174 est parfois utilisé pour les antennes de réception, mais on l'emploie davantage pour les liaisons entre sous-ensembles d'un même équipement (entre récepteur, présélecteur ou circuit de syntonisation d'antenne ou M U , de Antenna ïhning Unit), entre circuits imprimés, dans la fabrication de circuits << baluns >> - nous en parlerons ultérieurement, dans les appareils de mesure et dans la construction de déphaseurs ou de circuits de retard de courte durée à très large bande passante.

Montage de connecteurs coaxiaux Le montage d'un connecteur pour câble coaxial est souvent synonyme de mystère pour le nouveau venu dans le monde de la radio. Comment diable assemble-t-on ce machin-là ? Ce n'est pourtant pas bien compliqué ; les quelques lignes qui suivent vont vous dévoiler tous les secrets de ce qui ne sera bientôt plus pour vous qu'une simple opération de routine.

Ces connecteurs sont utilisés pour assurer la liaison électrique et mécanique entre une ligne de transmission par câble coaxial et un récepteur, une antenne, un présélecteur ou tout autre équipement placé sur le trajet d'un signal de haute fréquence. Il existe deux types de connecteurs coaxiaux, représentés par la figure 1-13 ; la fiche banane et la pince crocodile permettent de juger de la taille des différents éléments de cette figure. Le plus gros connecteur est un connecteur du type PL-259 utilisable jusqu'en UHF ; c'est probablement le connecteur le plus utilisé pour les émetteurs et les récepteurs en ondes courtes et ultracourtes. C'est un connecteur mâle ; le connecteur coaxial femelle correspondant est dit du type SO-239.

Le plus petit connecteur de la figure 1-13 est du type BNC. Il est surtout utilisé pour les appareils de mesure, mais on le rencontre également dans les équipements de réception de radio, en particulier dans les modèles portatifs.

20 1. Introduction 6 l’électronique des Hautes Fréquences

Figure 1-1 3 : Différents modèles de connecteurs coaxiaux et d’adaptateurs.

Le connecteur BNC est assez difficile et plus que fastidieux à installer correctement. Aussi ne puis-je recommander à la plupart des lecteurs de n’agir que comme je le fais : achetez-les préalablement montés sur un câble. Une rallonge coupée en deux vous permet de réaliser deux connexions volantes vers un circuit imprimé. Il en va tout autrement des connecteurs PL-259. Bien qu’ils soient presqu’impossibles à trouver montés sur un câble, ils sont fort heureusement relativement faciles à assembler.

La figure 1-14A nous fait découvrir la coquille filetée et la pièce centrale d’un connecteur PL-259. Au milieu de cette figure se trouve un adaptateur particulier : il permet d’utiliser le connecteur avec des câbles de petit diamètre. Sans cette pièce, le connecteur PL-259 est directement utilisable pour les grands formats de câble (RG-8/U ou RG-1I.N) ; avec l’adaptateur adéquat, il peut servir pour les câbles de petit diamètre (RG-58N ou RG-59AJ). Notez que chaque type de câble nécessite un adaptateur de modèle différent.

Avant toute chose, commencez par enfiler l’adaptateur de diamètre (si nécessaire), la coquille filetée puis l’adaptateur central sur le câble coaxial : voyez la figure 1-14B. Vous chercherez votre canif plus tard ! Vous seriez surpris du nombre de fois que l’on constate avec dépit, après avoir réalisé des soudures d’excellente qualité, que l’un des deux premiers éléments vous nargue toujours depuis la table du labo, et qu’il faut reprendre tout le travail à zéro (sanglots). Évitez qu’ils ne s’échappent par l’autre bout ou qu’ils n’aillent se perdre à l’autre extrémité du câble : fixez-les au moyen d‘un morceau de ruban adhésif, ou faites un nœud dans le câble (sans trop serrer, évidemment).

Il faut ensuite préparer l’extrémité du câble. Il existe des outils spéciaux pour dénuder les câbles coaxiaux, mais ils sont relativement chers. À moins que vous ne vouliez en faire votre gagne- pain, n’achetez rien et utilisez plutôt n’importe quel outil tranchant : un canif ou un cutter feront parfaitement l’affaire. Voici comment procéder.

21 1.8 ligne de transmission en câble coaxial ou (4 coax p)

A : Les différents constituants du connecteur.

B : Cadaptateur et la coquille sont enfilés sur ie câble coaxial.

/ C : Le câble coaxial est dénudé, la tresse de masse est rabattue sur l’adaptateur,

D : Le barillet est placé sur l’adaptateur, la tresse de masse est soudée par les orifices latéraux et l’âme par l’extrémité du barillet.

Figure 1-1 4 : Montage d’un connecteur PL-259.

22 1. Introduction 6 l’électronique des Hautes Fréquences

1.

2. 3.

4.

Il faut à

Faites une entaille tout autour du câble, à 20 mm de l’extrémité, en évitant soigneusement de sectionner des brins ou d’endommager des bandelettes de la tresse de masse. Faites ensuite une entaille longitudinale, depuis cette première découpe jusquà l’extrémité. Enlevez l’isolant extérieur du coaxial pour amener la tresse de masse à nu. À l’aide d’un petit outil poinhi, défaites prudemment la tresse de masse ; << peignez H

les brins pour bien les séparer les uns des autres. Repliez-les sur l’isolant extérieur, hors de votre chemin. Avec un outil à dénuder ordinaire ou à l’aide de votre canif, enlevez 15 mm de l’isolant intérieur. À ce stade des opérations, vous devriez avoir 15 mm de conducteur central dénudé, 5 mm de diélectrique visible et la tresse de masse << peignée D et repliée sur l’isolant extérieur.

présent faire glisser l’adaptateur central SOUS les brins de la tresse de masse repliée, jusqu’à cacher tout l’isolant extérieur visible sous les brins. Rabattez tous les brins sur l’adaptateur, comme dans la figure 1-14C. Veillez à ce que les brins soient bien rangés ; coupez- les pour dégager la partie filetée. Vissez le barillet sur l’adaptateur central (figure 1-14D). Quelques filets devraient être visibles par les trous de soudage situés dans la gorge devant la partie filetée.

Voici le moment venu d’effectuer un test d’isolement : à l’aide d’un ohmmètre ou d‘un testeur de continuité, vérifiez que l’âme et la tresse de masse ne sont pas mis en court- circuit par un brin baladeur.

Attention ! Le soudage nécessite l’utilisation d’un fer puissant (100 W) et très chaud. Les pièces vont devenir dangereusement brûlantes. Maintenez-les au moyen d‘outils ou de chiffons, pas avec les doigts !

5. Soudez le conducteur central avec le fer de 100 W, pas avec un fer miniature. 6. Soudez la tresse de masse à travers les trous de la gorge. 7. Vissez la coquille filetée sur le corps du connecteur.

Effectuez un dernier contrôle d’isolement entre la pointe et la coquille du connecteur ; si tout va bien, le travail est terminé : le connecteur est déclaré << Bon pour le service ! ».

5.2 Récepteurs syntonisés en HF ou TRF receivers 127

2 1

- OdB A---- ='\ :,';=

1 I I

* F FI F, F2

Fréquence 979012-5-7

Figure 5-7 : Points caractéristiques d'une courbe de bande passante.

5.2 Récepteurs syntonisés en HF ou TRF receivers Les récepteurs syntonisés sur le signal à recevoir en hautes fréquences ou TRF receivers (TRF provient de lbned to Radio Frequency) représentaient la seule solution à un besoin de sélectivité accrue de la part des récepteurs de radio, à une époque où les stations d'émission ont commencé à proliférer.

Ces récepteurs utilisent un ou plusieurs circuits accordés sur la fréquence à recevoir pour amplifier et filtrer le signal d'antenne avant de le détecter.

Amplificateur HF

- -

\ \

1 L _ _ _ _ _ _ _ 2 Syntonisation -

- 979012-5-8

Figure 5-8 : Schéma d'un récepteur TRF simple.

Une forme simple de récepteur TRF est représentée à la figure 5-8 : elle consiste en un amplificateur HF entouré de deux circuits accordés sur la fréquence à recevoir, montage suivi d'un circuit de détection puis d'amplification BF et d'un système de reproduction du son (haut-parleur ou écouteurs). Le détecteur démodule le signal HF pour retrouver le signal BF qui y a été superposé lors de l'émission. Le signal BF est vigoureusement amplifié par un amplificateur audio avant d'être appliqué à un haut-parleur ou à une paire d'écouteurs.

Les récepteurs TRF plus complexes ne sont le résultat que d'une augmentation du nombre d'étages HF, sans autre amélioration notable du reste du circuit (voyez la figure 5-9). L'amplification de plus en plus élevée augmente la sensibilité, le nombre de réseaux LC augmente la sélectivité et le tout fait atteindre des sommets inégalés en difficultés de syntonisation ou de mise au point : une cascade d'amplificateurs à gain élevé, à bande passante variable et tous réglés sur la même fréquence est le terrain de prédilection des

128 5. Récepteurs de radio : théorie et applications

couplages parasites et des oscillations spontanées, sans parler des problèmes mécaniques nés de la nécessité d’assurer un suivi en fréquence parfait de nombreux circuits accordés commandés par un énorme condensateur variable à cages multiples. Il était temps de trouver autre chose ; la réponse - simple et évidente, lorsqu’on la connaît - est décrite dans le paragraphe suivant.

Haut-

Antenne v Amplificateurs

HF A

f \ Écouteurs Détecteur

N

l V 3 l r n h i BF -

979012-5-9

Figure 5-9 : Récepteur TRF a quatre étages de syntonisation

5.3 Récepteurs superhétérodynes La découverte du principe du récepteur superhétérodyne, dans les années 1920, peut être considérée comme une révolution dans le domaine de la réception de signaux de radio. Cette découverte fut à l’origine de nombreuses polémiques entre deux inventeurs présumés ; après que les problèmes de paternité et de brevets eurent été résolus, il ne fallut pas dix ans pour que ce principe, d’une supériorité sans égal au << procédé TRF >> soit universellement appliqué par tous les concepteurs de circuits. Il constitue aujourd’hui l’ossature de tout récepteur de signal de haute fréquence, quels que soient le type de modulation ou la bande des fréquences des signaux concernés. Le principe du récepteur superhétérodyne est repro- duit à la figure 5-10.

RF OL

Antenne

Q RF + OL

979012-5-10

5.3 Récepteurs superh6térodynes 129

La base de ce principe repose sur une idée géniale : convertir tous les signaux HF reçus en une fréquence fixe appelée fréquence intermédiaire (FI) qui sera ensuite traitée par des circuits dont la conception pourra être peaufinée à souhait puisque la gamme des signaux à manipuler sera toujours identique à elle-même. Le cœur d'un récepteur superhétérodyne consiste donc en un mélangeur et un oscillateur local (OL) qui définit la fréquence à recevoir. La majeure partie des performances du récepteur sera le résultat des qualités des circuits de fréquence intermédiaire FI et de détection (à diodes à seuil compensé, détection synchrone...). Un amplificateur audio permettra de régler les paramètres de la repro- duction acoustique (volume et tonalité, suppression de souffle.. .). Une tête HF servira à la fois d'écran pour empêcher le rayonnement par l'antenne des signaux produits par le mélangeur et le préamplificateur pour améliorer la réception dans des conditions difficiles.

Le préamplificateur HF procure donc du gain mais également une certaine sélectivité du signal reçu ; il peut également jouer un rôle très important dans la réjection de la fréquence- image, dont nous parlerons ultérieurement. Dans certains schémas de radio, la tête HF porte parfois le nom de c< présélecteur », bien que ce terme soit davantage réservé à des circuits additionnels placés en amont du récepteur afin d'améliorer sa sensibilité et/ou sa sélectivité.

Le signal à radiofréquence RF est appliqué à l'une des entrées du mélangeur. L'autre entrée de ce circuit reçoit le signal issu de l'oscillateur local OL. Le mélange est effectué selon un procédé non linéaire ; le résultat de mélange contient généralement des fréquences égales à RF, à OL, à RF - OL (la fréquence-différence) et à RF + OL (la fréquence-somme). La fréquence intermédiaire FI peut être choisie égale à la fréquence-somme ou à la fréquence- différence ; dans la majorité des anciens récepteurs ou des récepteurs classiques, c'est la fréquence-différence qui est retenue pour des raisons de facilité de conception et de disponibilité de composants. En AM, la fréquence intermédiaire est de 455 ou 460 kHz pour les postes de radio ordinaires ; elle est de 260 ou 262,5 kHz pour les autoradios. Dans les récepteurs de radiodiffusion en bande FM et dans la plupart des récepteurs VHFNHF, la fréquence intermédiaire est égale à 10,7 MHz. Il arrive souvent que le mélangeur et l'oscillateur local soient regroupés en un seul circuit appelé convertisseur ou converter ; ce circuit se retrouve également sous l'appellation de premier détecteur ou first detector.

Les circuits de fréquence intermédiaire procurent le maximum de gain et définissent la sélectivité du récepteur ; ils peuvent être conçus pour fournir une amplification élevée et posséder une courbe de réponse précise parce qu'ils travaillent dans une bande de fréquences bien définie, par exemple centrée autour de 455 kHz. Ces conditions de fonction- nement dans une gamme de fréquences restreinte permettent de résoudre facilement les problèmes d'oscillation spontanée ou d'autres difficultés du même tonneau.

Le détecteur travaille à la fréquence intermédiaire ; il permet d'extraire l'information contenue dans le signal ou, en d'autres termes, d'effectuer la démodulation du signal reçu. Lorsque cette information est un signal audio, elle est appliquée à un amplificateur BF qui alimente un système de reproduction du son, tel que haut-parleurs ou écouteurs.

1 O Construction de générateurs de signaux et de circuits auxiliaires

Les circuits de générateurs de signaux proposés dans ce chapitre permettent de fabriquer des signaux HF sinusoïdaux ; ces signaux peuvent être transformés en toute autre forme par l'adjonction de circuits écrêteurs puis différentiateurs ou intégrateurs. Ils permettent de vérifier les circuits de radio, de les dépanner et de procéder à leur alignement. Le conception puis la construction de générateurs de signaux d'excellente qualité n'est pas une mince affaire. Les montages proposés ici peuvent cependant être crédités d'une bonne qualité, suffisante pour le travail sur tous les circuits audio ou HF courants. Passons en revue les différents types d'oscillateurs, avant d'entrer dans la description de chacun des circuits.

1 O. 1 Types d'oscillateurs Dans tous les ouvrages d'électronique, les circuits d'oscillateurs sont classés en deux grandes catégories : les oscillateurs de relaxation et les oscillateurs à réaction positive. Les oscillateurs qui délivrent des impulsions rectangulaires (astables, bistables et monostables) forment un groupe particulier : celui des multivibrateurs. Les oscillateurs de relaxation font appel à des composants qui changent brusquement d'état pour un niveau de tension donné, comme par exemple un tube au néon qui s'amorce ou un transistor unijonction qui devient soudainement conducteur. Les oscillateurs à réaction se fabriquent au moyen d'un ampli- ficateur qui réinjecte un échantillon (amplifié) d'un signal sinusoïdal afin de démarrer puis d'entretenir l'oscillation : voyez en figure 10-1. Les plupart des générateurs d'ondes sinu- soïdales sont des oscillateurs à réaction positive.

Sortie w O

Figure 10-1 : Schéma synoptique d'un oscillateur à réaction.

979OiX O- I

Les conditions nécessaires à l'entretien d'une oscillation, appelées critères de Nyquist", sont les suivantes :

le gain de la boucle formée par l'amplificateur et le réseau de réaction doit être doit être supérieur ou égal à l'unité à la fréquence d'oscillation, et le signal de réaction à la fréquence d'oscillation doit être en phase avec le signal qui l'a provoqué ; ce second critère peut également s'énoncer en disant que la rotation globale des phases doit être nulle ou égale à 360", condition qui se rencontre lorsque l'amplificateur est inverseur et introduit un décalage de 180"' les 180" supplémentaires étant apportés par le réseau de réaction.

282 1 O. Construction de générateurs de signaux et de circuits auxiliaires

Les oscillateurs à réaction peuvent ensuite être classés en fonction de la nature du réseau de réaction utilisé. Trois catégories se distinguent (et comportent chacune de nombreuses variantes) : les oscillateurs du type Armstrong", du type Colpitts" ou Clapp" et les oscilla- teurs du type Hartley". Bien que d'autres formes de réseaux de réaction soient utilisées pour la fabrication d'oscillateurs à basses fréquences, les quatre types précités sont les plus appropriés à la fabrication de signaux HF.

A

+ L1

c

Figure 10-2 : Principaux types d'oscillateurs à réaction utilisés en hautes fréquences :

L1

J Ici I I A : Armstrong. ( b

6 : Colpitts. C : Hartley. -

Y7790 17-10-7 - - Jetez un coup d'œil aux schémas synoptiques de la figure 10-2 : il vous permettront d'iden tifier chaque type d'oscillateur. Le schéma de la figure 10-2A représente un oscillateur de Armstrong, où un transformateur HF est employé pour injecter le signal de réaction (par la bobine L2) à l'enroulement du circuit accordé principal, formé de L1 et de C1. Un oscillateur de Colpitts est dessiné à la figure 10-2B. Il fait appel à un circuit résonnant parallèle où le condensateur d'accord est remplacé (et c'est ici la caractéristique propre à ce type d'oscilla- teur) par un diviseur capacitif pour assurer le prélèvement du signal (au point milieu) et l'injection du signal d'entretien de l'oscillation (à l'extrémité droite du circuit). Un oscilla- teur de Clapp fonctionne selon le même principe, mais la fréquence d'oscillation y est déterminée par un condensateur placé en série avec la bobine L1. La faible impédance à la fréquence de résonance de ce circuit oscillant série permet d'annuler presque complètement l'influence des condensateurs de réaction (Ci et C2) placés en parallèle sur le circuit déterminant la fréquence et donc de minimiser toute dérive de la fréquence nominale du circuit accordé lorsque le réseau de réaction doit être modifié ou est constitué de composants

10.2 Oscillateur 6 cristal pour fréquences comprises entre 1 et 20 MHz 283

à coefficient de température médiocre. La figure 10-2C montre un oscillateur de Hartley ; ici, le processus de prélèvement/réinjection s'effectue au moyen d'un diviseur inductif constitué d'une bobine à enroulement unique et à prise intermédiaire.

N. d. T. : Il y a une astuce pour reconnaître les oscillateurs de Hartley et de Colpitts/Clapp. Le << H >> de Hartley rappelle l'unité de mesure d'une induction (où le signal est prélevé) et le << C >> de Colpitts est aussi l'unité de mesure du diviseur capacitif qui permet l'oscillation du circuit. Les oscillateurs de Armstrong ne posent pas de problème : ils comportent un transformateur à enroulements distincts.

Le réseau déterminant la fréquence peut être un circuit accordé LC comme dans les schémas de la figure 10-2 ou un résonateur piézo-électrique à cristal de quartz. Ces derniers ne produisent qu'une seule fréquence ou quelques fréquences harmoniques de la fréquence fondamentale du cristal mais présentent l'avantage d'être infiniment plus stables que les oscillateurs à circuits LC à bobine et condensateur(s). En voici un exemple, capable de travailler sur une large gamme de fréquences.

10.2 Osciiiateur à cristal pour fréquences comprises entre 1 et 20 MHz

9 à 12 Ydc

Figure 10-3 : Schéma universel d'oscillateur Colpitts à cristal de quartz.

Le schéma de la figure 10-3 est celui d'un générateur de signal universel, réalisé au moyen d'un oscillateur du type Colpitts à cristal de quartz. Ce montage fonctionne pour des fréquences comprises entre 1 et 20 MHz sur le mode de résonance en fréquence fondamen- tale ; cela signifie que la fréquence produite par le circuit est celle indiquée sur le cristal, à la différence des montages et des cristaux prévus pour travailler en mode << harmoniques >)

(ou ouertone) qui fabriquent des signaux de fréquences égales à trois, cinq voire sept ou neuf fois la fréquence de résonance fondamentale du quartz. Si vous avez la possibilité de choisir entre plusieurs modèles lors de l'achat d'un cristal, choisissez un cristal taillé pour fonction- ner avec une capacité parallèle de 32 pF. Dans ce cas, la fréquence produite par le circuit

284 1 O. Construction de générateurs de signaux et de circuits auxiliaires

sera exactement celle indiquée sur le boîtier du quartz ; dans le cas contraire, elle sera légèrement différente de la valeur prévue. Il y a cependant moyen de remédier à ce petit inconvénient ; nous y reviendrons dans quelques instants.

L’élément amplificateur est un transistor NPN VHF ordinaire dont le choix n’est pas critique ; les transistors des types 2N2222 ou 2N3904 ont toujours donné entière satisfac- tion dans de nombreuses réalisations de ce circuit, Quel que soit le type de transistor retenu, il suffit qu’il possède un gain en courant (p ou hfe) supérieur à 20 à la fréquence de travail prévue - ou, autrement dit, une fréquence de transition f i supérieure à 20 fois la fréquence d’oscillation demandée au générateur. Si vous préférez recourir à un transistor PNP (par exemple du type 2N3906), il suffit d‘inverser la polarité de la tension d’alimentation puisqu’aucun condensateur électrolytique n’est utilisé. Le réseau de polari- sation du transistor est réduit à sa plus simple expression : un résisteur (Rl) de 220 kQ placé entre la base et le collecteur du transistor.

N. d. T. : Si vous rencontrez des difficultés pour faire osciller ce montage, intercalez un résisteur de quelques centaines d’ohms entre le collecteur et le point d’entrée de l’alimentation, en amont du condensateur C4 de 0’01 pF : il permettra de stabiliser le point de fonctionnement en continu.

La tension de sortie est prélevée par un condensateur de blocage de tension continue (C5) aux bornes du résisteur d’émetteur R2. Un condensateur de découplage (C4) est placé entre la masse et le collecteur du transistor pour supprimer toute composante alternative en ce point et maintenir cette tension de collecteur à une valeur stable, comprise entre 9 et 12 V continus.

N. d. T. : Des résidus de HF peuvent apparaître au collecteur du transistor en consé- quence de la résistance et de l’inductance non nulles des fils et de l’impédance de sortie de l’alimentation ; ce condensateur C4 est absolument indispensable lorsqu’un résisteur supplémentaire est intercalé, selon les instructions de la précédente N. d. T.

Le réseau de réaction est formé des condensateurs C1 et C2. Le rapport de leurs valeurs a été choisi pour aboutir à un compromis raisonnable entre le niveau de sortie et la stabilité en fréquence. Ces condensateurs doivent être au mica argenté ou, mieux, des condensateurs disques à la céramique du type NPO (rappelez-vous que NPO est le sigle de Negutiue Positive Zero). Ces composants à coefficient de température très proche de zéro permettront d’obtenir une excellente stabilité de la fréquence produite en dépit de variations de la température ambiante ; pour le même motif, il est également vivement conseillé d‘utiliser ce modèle de condensateur NPO pour le condensateur de liaison au cristal (C3).

La fréquence du circuit de la figure 10-3 ne peut pas varier, puisqu’elle est définie par un cristal. Il est cependant utopique de croire que la fréquence du signal fourni sera exacte- ment égale à la fréquence indiquée sur le boîtier du quartz : les capacités et inductances parasites - pour ne pas changer - vont modifier légèrement les paramètres du circuit et faire dévier la fréquence d’oscillation de la valeur prévue. Il est difficile de prévoir le sens de cette déviation, mais il existe néanmoins deux possibilités de l’annuler : placer un conden- sateur ajustable de 50 pF en parallèle sur le cristal ou remplacer le condensateur C3 de 100 pF par un condensateur fixe de 82 pF monté en série avec le même condensateur ajustable de 50 pF.

10.2 Oscillateur 6 cristal pour fréquences comprises entre 1 et 20 MHz 285

N. d. T. : Seuls des essais pemnettent de déterminer la bonne configuration lorsque la fréquence du signal fourni doit être réglée avec précision ; si vous choisissez de réaliser ce montage sur circuit imprimé, prévoyez des emplacements pour l’assem- blage des composants dans les deux configurations afin d’éviter toute mauvaise surprise, quitte à retoucher le film du circuit imprimé après le contrôle d’un premier prototype.

Y1 10,7 MHz

c4 50 PF

Figure 10-4 : Oscillateur pour l’alignement de récepteurs FM. Le cristal de 10’7 MHz permet le réglage des circuits FI ; celui de 9 MHz sert à ajuster l’oscillateur local pour une indication correcte du cadran aux fréquences de 90’99 et 108 MHz.

Les circuits semblables au schéma de la figure 10-4 sont bien connus des personnes qui s’occupent de la réparation de récepteurs FM. L’oscillateur proprement dit est identique à celui de la figure 10-3, le cristal (unique) y est tout simplement remplacé par un inverseur et deux cristaux aux fréquences de 10,7 et 9 MHz. Le cristal de 10’7 MHz permet de vérifier et d’aligner les circuits de fréquence intermédiaire. Les harmoniques produites par le cristal de 9 MHz à 90,99 et 108 MHz sont d’un niveau suffisant pour effectuer le réglage de la tête HF et pour contrôler (et éventuellement corriger par un réajustement de l’oscillateur local) l’indication correcte de ces fréquences au cadran du récepteur au début, au milieu et à la fin de la bande de réception FM. Remarquez que l’oscillateur ne produit aucun signal audio ; la présence de ces porteuses se manifeste par une diminution ou une disparition du souffle et une augmentation très nette de l’indication de la force du signal reçu.

286 1 O. Construction de générateurs de signaux et de circuits auxiliaires

10.3 Amplificateur-tampon pour la BF, la HF et la VHF Un amplificateur-tampon permet d’isoler la sortie de l’oscillateur de la charge à laquelle le signal doit être appliqué. Des modifications de la charge d‘un oscillateur peuvent conduire à un dérèglement de la fréquence produite ; un amplificateur-tampon permet de supprimer cet inconvénient. Le schéma d’un tel amplificateur, utilisable depuis les Basses Fréquences (du point de vue de la radio) jusqu’aux fréquences inférieures de la bande VHF est reproduit à la figure 10-5.

Le cœur de l’amplificateur-tampon est un transistor MOSFET à double porte du type 40673 (notez que ce transistor peut être remplacé par tout autre modèle de caractéristiques équivalentes). Il est utilisé dans la configuration traditionnelle de <( source à la masse en alternatif ». Le résisteur R2 de faible valeur (100 Q) amène une légère contre-réaction en continu qui stabilise le point de fonctionnement, tandis que le condensateur C2 de 0,l pF, monté en parallèle sur ce résisteur, permet de maintenir le potentiel de source à O V en alternatif.

La tension de fonctionnement positive de drain est obtenue par le résisteur de charge R3 de 270 L2 et la résistance interne de la self de choc HFNHF RFCl de 1 mH. La bobine présente bien sûr une réactance inductive qui croît linéairement avec la fréquence ; la combinaison du résisteur et de la bobine permet d’obtenir une impédance de charge globale qui évolue de

- + l2

R5 R4 !j6 kQ 10 kQ

Figure 10-5 : Amplificateur-tampon (depuis les BF jusqu’aux basses VHF).

10.4 Oscillateur Ù 455 kHz pour l'alignement des circuits de FI e n AM 287

façon à compenser les pertes de gain du transistor lorsque la fréquence du signal fourni par le drain croît. L'alimentation du montage est découplée en alternatif par le condensateur C6 de 0 , l pF pour éliminer les effets des impédances non nulles des liaisons et de la source de tension. Utilisez des condensateurs au polyester, du type disque à la céramique ou tout autre modèle de votre choix mais assurez-vous que le condensateur retenu présente une faible inductance parasite à la plus haute fréquence à amplifier.

Le signal d'entrée est appliqué à travers un condensateur de blocage de tension continue (Ci , d'une valeur de 100 pF) au résisteur de polarisation de grille R1 ainsi qu'à la grille 1 du transistor MOSFET. Le signal de sortie est prélevé au drain du transistor, à l'aide d'un autre condensateur de blocage de tension continue : C3, d'une valeur de 1 nF.

La seconde grille du transistor (G2) est amenée à une tension de polarisation continue d'environ 10 V dérivés de la tension d'alimentation par le diviseur de tension formé des résisteurs R4 et R6. Le point milieu du diviseur est mis à la masse en alternatif par le condensateur C4. Ce composant doit présenter, à la plus basse fréquence à amplifier, une faible réactance vis à vis de la résistance vue au nœud R4/R5. Cette résistance est celle des deux résisteurs vus en parallèle ; il faudra donc toujours vérifier que Xc4 < (R4 // R5)/10 soit < 0,85 WZ.

Une variante de ce schéma consiste à relier le côté droit de R4 au curseur d'un poten- tiomètre alimenté par la tension du circuit ou tout autre source de tension continue variable. Le réglage du potentiomètre ou de la source de tension permet de modifier le gain du circuit. Certains générateurs plus complexes sont munis d'un circuit de régulation du niveau de la tension de sortie ; la tension de commande fournie par le régulateur (un circuit de CAG ou AGC, de Automatic Gain Control) est appliquée d'une manière quelconque (mais souvent au moyen d'un réseau RC) à la grille GZ du transistor MOSFET.

Puisqu'il y a moyen de faire varier le gain, il y a aussi moyen de fabriquer un signal HF modulé en AM ! Il suffit de déconnecter le condensateur C4 de la masse et de le relier à la sortie d'un générateur audio, en passant éventuellement par un potentiomètre qui permet- trait un réglage fin du niveau de modulation. À l'aide d'un oscilloscope, réglez ce niveau pour obtenir une image semblable aux figures 5-2C ou 6-7B, sans que la forme de l'enve- loppe ne soit écrasée aux amplitudes minimales ni rabotée aux amplitudes maximales : il faut que l'amplificateur fonctionne en mode linéaire, sans introduire de distorsion par intermodulation, pour ne pas favoriser l'apparition de fréquences supplémentaires qui risqueraient de ruiner les opérations de mise au point d'un équipement.

10.4 Oscillateur 6 455 kHz pour l'alignement des circuits de FI en AM

Les récepteurs superhétérodynes actuels utilisent en AM des circuits de fréquence intermédiaire le plus souvent réglés sur 455 kHz (les autoradios recourent à une FI de 262,5 kHz). La figure 10-6 présente le schéma d'un générateur de signal simple qui permet de vérifier, de dépanner ou d'aligner les circuits de FI de la plupart des postes de radios. L'élément actif est le transistor JFET Q l du type MPF-102 ; le niveau de sortie de l'oscillateur est rehaussé par l'adjonction de l'amplificateur proposé à la figure 10-5.

288 1 O. Construction de générateurs de signaux et de circuits auxiliaires

En comparant ce schéma à ceux de la figure 10-2, vous constaterez que la structure utilisée est celle d‘un oscillateur Hartley puisqu’il emploie comme réseau de réaction un circuit accordé à bobine avec prise intermédiaire. Ce circuit accordé fait partie d‘un transformateur FI de 455 kHz ordinaire, comme par exemple le modèle TK-1301 de Digi-Key (*> - ou tout autre modèle équivalent. Ce transformateur comporte un enroulement primaire avec prise intermédiaire normalement prévue pour s’adapter aux << faibles >> impédances de collecteur des transistors NPN ou PNP utilisés dans les circuits d’amplification FI. Cette prise peut être mise à profit pour fabriquer un oscillateur de Hartley lorsque le transformateur est connecté selon la schéma de cette figure 10-6. L’enroulement secondaire, quant à lui, vient bien à propos pour prélever le signal d’oscillation et l’appliquer à l’amplificateur décrit dans le paragraphe précédent.

N. d. T. : Remarquez qu’il suffit de changer de transformateur pour changer de fréquence d’oscillation (460, 465 ou 262,5 kHz). Il faut bien sûr que ces autres modèles présentent une configuration similaire, et certainement une prise intermédiaire reliée à une borne quelconque du boîtier.

c1 la0 PF

Figure 10-6 : Oscillateur destiné au réglage des circuits de FI.

10.5 Générateur de signaux pour l’AM et les ondes courtes 289

P Bégiage de f~queice

Figure 10-7 : Oscillateur d’alignement à fréquence variable.

10.5 Générateur de signaux pour l’AM et les ondes courtes Le même genre de circuit peut être utilisé pour la production de signaux dans la bande AM (de 530 à 1610 kHz) et pour les bandes des ondes courtes (de 1610 kHz à 30 MHz).

La variante représentée par la figure 10-7 utilise un transformateur normalisé dont l’inductance de l’enroulement primaire vaut 217 pH ; un transformateur du modèle TK-1903 réalisé sur un support Toko et vendu par Digi-Key (*) a été employé dans l’exemple proposé par cette figure. Ce transformateur FI permet de couvrir toute la bande des fréquences de radiodiffusion AM lorsqu’il est utilisé en conjonction avec un condensateur variable standard de 365 pF. Il n’est pas inutile de rappeler la formule de Thomson et ses dérivées, si d’autres fréquences devaient être produites :

1

(10-1)

ou, lorsque F et L sont connus :

1

39,5 F L h L et Cmax =

1

39,5 FLax L (1 0-2) Cmin =

ou, lorsque F et C sont connus :

(1 0-3) 1 L =

39,5 (Fmin Fmax) .\TCmin Cmax

N. d. T. : Vous pouvez également utiliser les formules 2-22 et suivantes du chapitre 2 et comparer les résultats obtenus.. .

290 1 O. Construction de générateurs de signaux et de circuits auxiliaires

Dans ces trois formules, F est exprimé en hertz (Hz), C en farads (F) et L en henrys (H). Lorsque les fréquences choisies et les valeurs du condensateur variable récupéré au fond d'un tiroir conduisent à une valeur de bobine introuvable dans le commerce, choisissez un noyau toroïdal et fabriquez la bobine vous-même ! N'oubliez pas, dans vos calculs, de tenir compte d'une capacité parasite moyenne de 20 pF. La valeur réelle de ce composant invi- sible mais néanmoins présent dépend fortement de la disposition des composants (bien réels cette fois) sur votre platine d'expérimentation ou sur votre circuit imprimé.

Le schéma de base d'un circuit de VCO pour la VHF est représenté à la figure 10-8A (VCO provient de Voltage ControZZed OsciZZator, ou oscillateur commandé en tension). J'ai utilisé ce montage pour la production de fréquences comprises entre 20 et 150 MHz. Il fait appel à un condensateur de réaction (C2) placé entre collecteur et émetteur d'un transistor PNP monté en base commune. Malgré sa faible valeur (10 pF), ce condensateur est nécessaire pour garantir l'entrée en oscillation du montage. Le circuit accordé est constitué de la bobine L1, du condensateur de blocage de composante continue C1 et de la diode varicap D1. La bobine peut être réalisée sur un tore prévu pour la VHF ou être bobinée << sur air )> : vous utilisez un cylindre de 10 mm de diamètre pour bobiner du fil rigide (de diamètre supérieur à 0,8 mm) ; les spires resteront en place lorsque le corps de bobinage sera enlevé.

Le VCO de la figure 10-8 est réglé en fréquence par une tension continue VT appliquée à la diode varicap à travers le résisteur R4 de 150 kQ. Cette tension doit être positive pour polariser la diode varicap en sens inverse ; la fréquence de l'oscillateur croît en même temps que la tension de commande qui y est appliquée. Un problème peut surgir : la relation tensiodfréquence n'est pas linéaire, en raison des caractéristiques des varicaps et de la relation de type quadratique (la formule de Thomson) qui lie la fréquence d'oscillation à la valeur de la capacité du circuit résonnant. Cette situation peut être améliorée par l'utilisation d'un circuit de commande de fréquence tel que représenté en figure 10-8B. Ici, le condensateur de blocage C1 est remplacé par une varicap identique à la première ; remarquez que les deux diodes sont montées tête-bêche. La capacité équivalente aux deux diodes montées en série ne vaut plus que la moitié de la capacité du montage précédent, mais l'évolution de la fréquence en fonction de la tension de commande est nettement plus linéaire.

Ce montage peut servir à la production de fréquences fixes par la commutation de diverses tensions continues, de fréquences variables lorsque la tension de commande est fournie par un potentiomètre, d'un signal modulé en FM lorsqu'un signal audio est superposé à la tension continue de commande ou balayer une gamme de fréquence si la tension appliquée est de forme triangulaire (par exemple, pour l'employer dans un équipement d'alignement par wobbulateur). Si vous utilisez une tension de commande en dents de scie, limitez la fréquence de balayage aux valeurs comprises entre 20 et 60 Hz pour obtenir un affichage correct et sans scintillement des courbes de réponse des circuits mesurés.

Le petit schéma de la figure 10-8C propose une variante de circuit de sortie. Dans le montage de la figure 10-8A, le signal est prélevé sous relativement faible impédance à l'émetteur du transistor : une charge trop élevée risque cependant de perturber le fonction- nement de l'oscillateur. L'astuce présentée par la figure 10-8C (quelques spires bobinées du côté << froid 'B de L1) permet de prélever un signal de niveau réduit, certes, mais sous une impédance beaucoup plus faible et avec beaucoup moins de risques de voir l'oscillateur mal fonctionner ou tout simplement s'arrêter.

10.5 Générateur de signaux pour l’AM et les ondes courtes 29 1

R2 5,6 kR

~ I 0 . 0 0 1

12 Vdc 9 0,001 pF

100 pH 0,001 pF

- R1 - 560 fi c3

10 pF

w

-- c2 10 pF

A - c1 ’

- - - - _I Dl - NTE-614 -

33 pF

979012- 10-8

Figure 10-8 :

A

Sortie

Tension de

réglage

I R4 T 150 k f i 2

Tension de

réglage 150 kn

- - - -

B A : Schéma de base d’un circuit de VCO. B : Variante du circuit de commande de fréquence. C : Variante du circuit de sortie.

292 1 O. Construction de générateurs de signaux et de circuits auxiliaires

3 R f 1-f { +1

L O a m

Il est possible de produire une vaste gamme de fréquences à partir d'un montage basé sur le schéma synoptique de la figure 10-9A. L'auteur a mis ce principe en application ; l'une de ses réalisations est représentée par la photographie de la figure 10-9B.

Scn-iie O

L1 L2 L3

Figure 10-9A : Schéma synoptique d'un générateur HF à mélangeur double symétrique.

Figure 10-9B : Reproduction d'un prototype réalisé selon cette technique.

Ce montage utilise un mélangeur double symétrique (ou DBM, de DoubZe BaZanced Mixer) tel que le SRA-1 ou un modèle similaire fabriqué par Mini-Circuits Laboratories, Inc. Un signal est appliqué à l'entrée HF du mélangeur tandis que l'autre est injecté à l'entrée OL (remarquez les différences des niveaux requis). Le signal à la fréquence de différence est recueilli sur les deux bornes de sortie FI court-circuitées, tandis que le filtre passe-bas permet d'éliminer les résidus de signaux HF et LO. J'ai utilisé ce montage pour fabriquer un générateur de balayage d'une bande de réception de radioamateurs : un oscillateur était réglé à une fréquence centrale de 37 MHz et forcé à balayer une gamme de plus et moins 1 MHz par la superposition d'une tension en dents de scie à la tension continue de réglage, tandis que l'autre oscillateur était réglé à différentes fréquences pour produire, par hétéro- dynage, une gamme de fréquences centrée sur les différentes bandes des radioamateurs (par exemple, avec une fréquence de 30 MHz pour couvrir la bande des 7 MHz).

Ce type de générateur HF fonctionne généralement sans difficulté lorsque les techniques de réalisation de circuits de hautes fréquences sont respectées.

Carnet d’adresses

AMIDON ASSOCIATES INC. 12033 Otsego Street North Hollywood, CA 91607 2216 East Gladwick Dominguez Hills, CA 90220 Voice : 213-763-5770 Fax : 213-763-2250

ARRL American Radio Relay League 225 Main Street Newington, CT 06111 http://www. arrl. org

BARKER & WILLIAMSON 10 Canal Street Bristol, PA 19007 Voice : 215-788-5581

DIGI-KEY P. O. Box 677 Thief River Falls, MN 56701-0677 Voice : 800-344-4539 Fax: 218-681- 3380

MINI-CIRCUITS LABORATORIES P. O. Box 350166 Brooklyn, New York 11235-003

MINI-CIRCUITSDALE LTD. Dale House, Warf Road, Frimley Green Camberley, Surrey GU166LF, UK

OCEAN STATES ELECTROWCS P. O. Box 1458 6 Industrial Drive Westerly, RI 02891 Voice : 401-596-3080

Orders : 800-866-6626 Fax 401-596-3590

Q-DOPE est vendu par Ocean State Electronics

RARlSEY ELECTRONICS 793 Canning Parkway Victor, NY 14564 Voice : 716- 924-4560

SESCOM Inc. Dept. JJC 2100 Ward Drive Henderson, NV 89015-4249 Phone : 702-565-3400 Voice orders : 800-634-3457 Fax orders : 800-551-274

BELL/J.W. MILWR 19070 Reyes Avenue Rancho Dominguez, CA 90224

TOKO est vendu par Digi-Key

Index

adaptation des impédances comparaison BF/HF

additionneur VHF alignement

par fréquences fixes (FMI équipement de test outillage par balayage (FM) récepteurs AM

alimentation, fantôme AM

brea kt hro ugh intrusion présélecteur

amélioration, récepteur Amidon amplificateur

à fréquence intermédiaire audio basses fréquences bruit cascode en base commune FI HF push-pull HF' push-pull HF accordés push-pull HF syntonisés tampon BF-VHF

antennes cadres de Beverage ferrite préamplificateurs

ARRL, adresse Internet atténuateur, entrée auto-inductions parasites autodyne autoradio

bagette magique banc d'essai bande passante AM

245 9

235 221 233 221 238 234 221 2 12

121,164 172 172 17

278 88

244 151,244

244 253 201 182

150,244 267,279

206 207 207 286

36 106 108 204 208 278 199 138 230

239 17

126,174,258 258,260

étages d'entrée 260 fine 258 forme 66

bandes de fréquences, définition 2 BF, fréquences BFO BLD BLI blindage blocage

BLS BLU BNC bobines

récepteur

à contact glissant à induction variable à noyau ferromagnétique à noyau mobile à pas variable avec noyau bifilaires blindées calcul par AL catégories en boucle en conducteurs plats en nid d'abeilles en parallèle en série exemples imprimées induction mutuelle linéaires nombre de spires préfabriquées réglables sur noyaux toriques symboles tri filaires

blindés fermeture

boîtiers

bruit

2 244 244 165 172

273,274 273 165

165,187,244 19 23 33

126 33 33 39 40

103 11 30 36 36 28

29,64 30 30 36 36 31 36 36 39 87 92 32

103 13 14 15

204,246, sqq. amplificateur à plusieurs étages 253 blanc 249 de Johnson 249 facteur 25 1

INDEX

indice niveaux normalisé puissance rapport S/B sources externes sources internes température thermique

Butler

C câble coaxial

caractéristiques connecteurs

AGC knee AGC saturation point

CAG

Campbell, critères capaci tance capacités

dis tri buées parasi tes

caractéristiques dynamiques interprétation statiques

à transconductance de Gilbert

électrique magnétique

à commutation MOSFET double

cellule

champ

changement de fréquence

châssis circuits

accordés accordés par varicap à pistes larges accordés accordés pour FI LC LC parallèle LC réciproque LC série résonnants RL série, diagramme vectoriel

coax, voir câble coaxial code, morse

251 251 249 252 246 247 248 251 249 143

17 18 19

265 227 227 172

50,123 23 8

1,9,57,60

266,267, sqq. 241,242, sqq.

254, sqq.

132 138

43 29,31,63

241 279 262

13

171 85 10

23,123 63 50 53 53 51 51 35 51 17

122

coefficient d’auto-induction de vélocité

Colpitts condensateurs

au mica argenté analogie hydraulique au mylar au papier céramiques coefficient de température constante diélectrique courant de lissage de passage décalage de phase NPO symboles tension

à cage jumelée à cage unique à compression à piston à variation linéaire de capacité à variation linéaire de fréquence padder rotor stator trimmer

condensateurs variables

connecteurs pour câble coaxial constante diélectrique constantes physiques conversion directe convertisseur superhétérodyne couplage

à accord décalé critique haute-fidélité induction mutuelle lâche ou sous-critique link-coupling magnétique points à -3 dB serré ou sur-critique

~~

26,27 18

143 23 46 47 44 44 45 45 42 48

168 45 71 45 43 48

76 76 73 73 77 77 75 73 73 75 19

5,42 3

138 146

66 66 67 31 66

64,85 32 66 66

cw 121,165,244,258

D DBM 132,246 dBmV 246 DCR 163,241

ronflements 167

INDEX

décibels 246 déphasage, quadrature arrière désensibilisation détecteur

d’enveloppe de produit de rapport

détection, AM diélectrique

34 273,274

244 244 244 235 150 41

sortes 44

Gunn 26 tunnel 26

discriminateur 235 diviseur de tension 245 DSBSC 244 dynamique 170,272, sqq.

de réception 272

diodes

E EBF, fréquences effet

2

de peau 8

ELF, fréquences 2 pelliculaire 1, 8, 16

émetteur-récepteur de trafic AM 258 EMI énergie

cinétique magnétique

entrée étages d’entrée exempt de bruit

F facteurs de conversion facteur de forme, FI facteur de qualité

farad FCEM FEM ferrite FI

calcul

bande passante double transformateurs accordés

<< anti-canaris >>

à bande étroite à cristaux

filtre

266

26 26

245 244,260,267

248

3 264

64,67 67 41

27,30 26 94

241 263 262 63

277 244

140,154

à fréquence de résonance (méthode) 260 à large bande à quartz accordable céramique coupe bande d‘aigus de terminaison diplexeur mécanique passe-bande passe-bas passe-haut suppresseur de bande

flux, magnétique FM force

contre-électromotrice électromotrice

de résonance image intermédiaire intrinsèque oscillateur local radio relation sélectivité d’entrée ultime

fréquence

G gain Gilbert gyrateurs

H Hartley haute fidélité en AM hétérodynage HF

fréquences transformateurs toriques

244 262 278

154,262 277 277 175 183

154,158,262 172,186,261,279

140,278,279 172,173,279

54,277 30

12 1

27 26

87,123 58

23,56,241 64 56 56 5

260 264

164 132 26

143 68

131,241

2 102

I impédance

adaptation 245 complexe 35 définition 33 représentation vectorielle 25 transformation 105,124,210

INDEX

inductance parasite

induction d'un conducteur rectiligne d'un solénoïde court d'un solénoïde long distribuée répartition

intégrateur de Miller intermodulation, produits

33,123 28,44

27 27 30 29 8

32 47

267

1 LF, fréquences 2 Lissajous, figures 238 LM386 151 loi de Lenz 26

loopsticks 108 LSB 165

longueur d'onde, relation 5

M masse, connexions 168 mélange réciproque 275

spécifications 275 mélangeur

à MOSFET de commutation 279 double symétrique 132,141,243 non linéaire 241 produits 56

mesure 245,263 sensibilité en AM 257 sensibilité en FM 258

MF, fréquences 2 micro-ondes, fréquences 296 micromicro farad 42 Miller 47 modulation

d'amplitude 164 en amplitude 121 en fréquence 121 en onde continue 121

N NE602 179

alimentation 132 caractéristiques 130 circuits d'entrée 134 circuits de sortie 138 conversion de fréquence 13 1 VFO à varicap 144

noyau binoculaire 211 de ferrite 29,87,94 de poudre de fer 29,87,93, 107

Nyquist, critères 281 désignation 94

O oc

fiéquences 2

fiéquences 2 OM, fréquences 2 ondulation 168 oscillateur

à réaction 281 Armstrong 282 à varicap 144 Butler 143 ClaPP 59,282 Col pi t ts 59,143,282 commandé en tension (VHF) 290 de battement 244 de relaxation 28 1 Hart ley 143,282,288 local 23,60,76,132,164,189,243,244

préamplificateur 2 13 OL 243

parasites électromagnétiques parasites internes perméabilité

relative perméabilité magnétique

du vide relative

permittivité absolue relative

pertes d'insertion phasing PI pistes larges PIT PL-259

montage soudage

plan de masse platines

avec plan de masse d'expérimentation

266 278 126 16

29 30 42 42 42

214 188 267

10 269

19 20 22 12

12 11

INDEX

point d’intersection du troisième ordre point de compression à -1 dB

269 269

polyéthylène polyfoam porteuse

bande passante modulée non modulée

préamplificateur niveau de bruit pour la VLF pour les OC

préfixes, système métrique présélecteur

à JFET AM niveau de bruit

produits 2eme, 3ème, 5ème ordre d’intermodulation

profondeur critique de pénétration

PTR Pythagore, théorème

18 18

122 258 258 258

204 2 13 2 13

3 129,278

197 17

204 56

267 267

8 8, 16 126 25

radiogoniométrie rapport

s ignahui t signal + bruithuit signal/bruit normalisé

RDF réactance

capacitive inductive

à amplification directe à conversion directe amélioration autodyne bande passante AM bande passante FM blocage changement de fiéquence circuit d’entrée désensibilisation dynamique gain niveau de bruit sélectivité sensibilité

récepteur

108

254 253 256 108

33,50,123 27,33,123

241 138,145,163

278 138 258 260 273 241 245 273

260,266, sqq. 244 204 165 165

sensibilité AM 256 sensibilité FM 258 seuil de bruit 254 superhétérodyne 56,76,129,241,260 TRF 64

alignement par balayage 234 alignement par fréquences fixes 233

réception de signaux morse 165 réj ection

des signaux parasites à la FI 277 fréquence-image 195,261 première FI 263

résistance négative 26 résisteur parfait 248 rotor 73

récepteurs FM

S S+B/B 253 S/B de 10 dB 257 SBGI-1 178,181 sélectivité 126,127,195,258,260

étages d’entrée tête HF

self sensibilité

signal, minimum détectable SINAD skin effect SMD SO-239 solénoïde

récepteur FM

définition induction

à faible capacité active détectrices d‘enveloppe

sondes

SSB SSBSC stabilité stator suivi en fiéquence superhétérodyne

principe tête HF

SW, fréquences synchrodyne syntonisation système métrique

261 263 23

127,195,254 257 256 253

8 256

19

29 29,30

230 230 230 165 244 264 73

128 . , 131 >[, :

129 146

2 163

147,164 3

INDEX

T TBF, fréquences TDA7000 téflon tension

de claquage de syntonisation

bande passante sélectivité

Thomson, formule tores

tête HF

bobinage calcul de l'induction calcul du nombre de spires construction danger fixation maintien des fils

avec cages différentes avec padder avec trimmer centrage HF

transformateur à ligne de transmission accordé calcul nombre de tours

transformateurs HF sur tores

transformateurs HFLF'I bande passante construction dépannage effet microphonique identification des composants interruption modèles

transistor JFET MOSFET

transmodulation TRF

tracking

2 179 18

43 144

244,279 260 261 51

97 94 96 98

100 99 98

57,261 63 62 61 61

209 140 105 105

92,124 102 63 66 64 68 69 70 69 63

60 279 275

64,241

U UHF, fréquences unités

henry inductance physiques

universal wound coi1 USB

V varactor varicaps

applications circuit accordé principe schéma équivalent tension de commande

vco vecteurs

addition calcul propriétés système d'axes

à cage différente avec padder avec trimmer

VHF, additionneur vitesse de la lumière, relation vitesse de propagation, relation VLF

VFO

fréquences préamplificateur

W WVdC

z zéro absolu

2

27 27 3

64 165

81 81,144,147

85 85 82 83 84

290 23 23 25 23 25

60,144,189 61 61 61

235 5 5

2 2 13

43

248

%& TRAITÉ DE L’ÉLECTRONIQUE ANALOGIQUE 8c NUMÉRIQUE

P. Horowitz 8c W. Hill

j Ceci est la version française de l’ouvrage de référence anglais The Art of j Electronics dans sa seconde édition entièrement revue et corrigée par les ! auteurs. L’édition française comporte deux volumes, consacrés l’un aux i techniques analogiques et l’autre aux techniques numériques et aux circuits I hautes-fréquences.

i Volume 1 : Techniques analogiques j C’est un ouvrage à la fois exhaustif et facile d’accès grâce à sa conception j hautement didactique. Ecrit non pas pour permettre à ses auteurs d’étaler ; leur science, mais pour garantir au lecteur un accès de plain-pied dans tous i les circuits électroniques. Comme d’autres ouvrages, il couvre bien sûr le i spectre entier de l’électronique moderne, mais il le fait avec une unité de j style et une cohérence dans l’approche dont le bénéfice est tout entier pour

le lecteur ; le texte regorge en plus d’astuces récoltées dans la pratique de la conception et de l’enseignement. Chaque explication est assortie d’exercices pour stimuler l’assimilation active des connaissances par le lecteur. Les préalables théoriques requis, notamment en mathématiques, sont étonnamment succincts compte tenu du niveau théorique somme toute élevé auquel les auteurs finissent par accoutumer leur lecteur. Leur approche intuitive (((à l’américaine») est peu conventionnelle : elle fait merveille dans cet ouvrage, idéal pour l’auto-formation mais aussi pour le soutien d’une formation scolaire et universitaire. Un dernier détail qui ne gâche rien : la traduction française respecte avec bonheur le style vivant et la manière agréable du texte original.

Volume 2 : Techniques numériques 8c analogiques Le second traite des techniques numériques, depuis la logique combinatoire booléenne et la logique séquentielle jusqu’aux microprocesseurs, en passant par les convertisseurs numérique-analogique

! et analogique-numérique, les boucles à phase asservie et les générateurs i aléatoires. Ces sujets sont abordés sous l’angle de la pratique, de ses aléas et i de l’expérience qui en résulte ; les auteurs n’hésitent pas à aborder i franchement la question du logiciel, fait assez rare dans les livres \ d’électronique. Quatre autres chapitres de ce volume sont consacrés l’un I aux techniques HF et à la commutation rapide, l’autre aux circuits à très i faible consommation, aussi bien analogiques que numériques, le troisième à : la mise en coffret des circuits, et le dernier à la mesure et au traitement des

signaux : température, luminosité, accélération, pression, vitesse, : magnétisme.. . Les auteurs entraînent même leurs lecteurs électroniciens du : côté des détecteurs de particules, de la bio-chimie et de l’astronomie. i L’attention du lecteur est sans cesse relancée par des astuces récoltées dans i la pratique de la conception et de l’enseignement. Chaque explication est 1 assortie d’exercices pour stimuler l’assimilation active des connaissances. : Les préalables théoriques requis sont succincts.

Paul Horowitz est professeur de physique à l’université Harvard. : Winfried Hill, est chercheur et Directeur du Département d’Electronique

du Rowland Institute For Science.

vol 7 : 538 pages 17 x 24 cm couverture cartonnée 249 FF vol 2 : 637 pages 17 x 24 cm couverture cartonnée 249 FF

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